Warning: copy(.htaccess): failed to open stream: Permission denied in /home/jp321/public_html/header.php on line 8
多相対多相電力変換装置 - 三菱電機株式会社
米国特許情報 | 欧州特許情報 | 国際公開(PCT)情報 | Google の米国特許検索
 
     特許分類
A 農業
B 衣類
C 家具
D 医学
E スポ−ツ;娯楽
F 加工処理操作
G 机上付属具
H 装飾
I 車両
J 包装;運搬
L 化学;冶金
M 繊維;紙;印刷
N 固定構造物
O 機械工学
P 武器
Q 照明
R 測定; 光学
S 写真;映画
T 計算機;電気通信
U 核技術
V 電気素子
W 発電
X 楽器;音響


  ホーム -> 発電 -> 三菱電機株式会社

発明の名称 多相対多相電力変換装置
発行国 日本国特許庁(JP)
公報種別 公開特許公報(A)
公開番号 特開2007−82286(P2007−82286A)
公開日 平成19年3月29日(2007.3.29)
出願番号 特願2005−263720(P2005−263720)
出願日 平成17年9月12日(2005.9.12)
代理人 【識別番号】100057874
【弁理士】
【氏名又は名称】曾我 道照
発明者 志津 圭一朗 / 木全 政弘
要約 課題
精度の高い出力電圧誤差を演算量を増大させることなく求められる多相対多相電力変換装置を提供する。

解決手段
多相対多相電力変換装置は、交流電源と負荷との間に接続され、上記交流電源の交流電力を直接所定の交流電力に変換するように選択的に制御される複数のスイッチから構成される主回路および所定の出力電圧指令値と制御周波数のキャリアとに基づくとともに負荷電流の転流の際に負荷端開放または電源短絡が発生しないようにデッドタイム時間を設けて上記スイッチをオンオフするオンオフ信号を生成するゲート制御手段を備える多相対多相電力変換装置において、上記負荷電流の極性に基づいて求められる連続する2つの制御周期に亘る出力電圧誤差により上記出力電圧指令値を補正する出力電圧誤差補正手段を備える。
特許請求の範囲
【請求項1】
交流電源と負荷との間に接続され上記交流電源の交流電力を直接所定の交流電力に変換するように選択的に制御される複数のスイッチから構成される主回路、および、所定の出力電圧指令値と制御周波数のキャリアとに基づくとともに負荷電流の転流の際に負荷端開放または電源短絡が発生しないようにデッドタイム時間を設けて上記スイッチをオンオフするオンオフ信号を生成するゲート制御手段を備える多相対多相電力変換装置において、
上記負荷電流の極性に基づいて求められる連続する2つの制御周期に亘る出力電圧誤差により上記出力電圧指令値を補正する出力電圧誤差補正手段を備えることを特徴とする多相対多相電力変換装置。
【請求項2】
上記出力電圧誤差補正手段は、1つの制御周期において上記負荷に上記交流電源の多相のうち1対の2相または2対の2相が接続するとき、上記1対の2相の線間電圧または上記2対の2相の線間電圧の平均値と上記デッドタイム時間と上記制御周波数との積に、上記負荷電流の極性を示すパラメータを乗算することにより上記出力電圧誤差を求めることを特徴とする請求項1に記載する多相対多相電力変換装置。
【請求項3】
上記出力電圧誤差補正手段は、上記負荷電流の状態に応じた上記負荷電流の転流動作を行うときに、上記デッドタイム時間を負荷端開放が発生しないように設けられた開放防止時間とすることを特徴とする請求項2に記載する多相対多相電力変換装置。
【請求項4】
上記出力電圧誤差補正手段は、上記交流電源の状態に応じた上記負荷電流の転流動作を行うときに、上記デッドタイム時間を電源短絡が発生しないように設けられた短絡防止時間とすることを特徴とする請求項2に記載する多相対多相電力変換装置。
【請求項5】
交流電源と直流回路との間に接続され上記交流電源の交流電力を直流電力に変換するように選択的に制御される複数のスイッチ、および、上記直流回路と負荷との間に接続され上記直流電力を所定の交流電力に変換するように制御されるハーフブリッジ回路から構成される主回路と、所定の出力電圧指令値と制御周波数のキャリアとに基づくとともに負荷電流の転流の際に電源短絡が発生しないようにデッドタイム時間を設けて上記ハーフブリッジ回路を制御するオンオフ信号を生成するゲート制御手段と、を備える多相対多相電力変換装置において、
連続する2つの制御周期において上記直流回路に上記交流電源の多相のうち同じ1対の2相または同じ2対の2相が接続するとき、上記1対の2相の線間電圧または上記2対の2相の線間電圧の平均値と上記デッドタイム時間と上記制御周波数との積に、上記負荷電流の極性を示すパラメータを乗算することにより求められる出力電圧誤差により上記出力電圧指令値を補正する出力電圧誤差補正手段を備えることを特徴とする多相対多相電力変換装置。
発明の詳細な説明
【技術分野】
【0001】
この発明は、負荷電流を転流するときに電源短絡または負荷端開放が起こらないようにしながら交流電源の交流電力を直接所望の交流電力に変換して負荷に供給する多相対多相電力変換装置に関する。
【背景技術】
【0002】
交流電力をマトリックスコンバータを制御して直接所望の交流電力に変換するとき、負荷端の開放または電源の短絡を防止しながら負荷電流を転流するためにデッドタイム時間が設けられている。しかし、負荷電流の転流動作にデッドタイム時間を設けてゲート制御信号を生成すると、転流動作の開始から終了までの間に時間を要することになる。したがって、出力電圧指令値により与えられる負荷電流の転流の時刻と、実際に負荷電流の転流が行われる時刻との間に誤差が生じることになり、その結果、この出力電圧指令値と実際に負荷に供給される出力電圧との間にも誤差が生じて波形歪みが発生する。そこで、出力電圧の誤差を解消するための出力電圧誤差補正が必要となる。
【0003】
そこで、出力電圧誤差補正として、交流電源の最大線間電圧とデッドタイム時間と制御周波数との積に、負荷電流の極性判別結果によるパラメータを乗算したものを出力電圧誤差として、出力電圧指令値を補正する。
また、1つの制御周期で交流電源の最大電圧と中間電圧との間でスイッチングする回数と、交流電源の中間電圧と最小電圧との間でスイッチングする回数と、交流電源の最大電圧と最小電圧との間でスイッチングする回数とに基づいて求められる値とデッドタイム時間と制御周波数との積に、負荷電流の極性判別結果によるパラメータを乗算したものを出力電圧誤差として、出力電圧指令値を補正する(例えば、特許文献1参照)。
【0004】
【特許文献1】特開2005−20799号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【0005】
しかし、出力電圧誤差の演算に用いる最大線間電圧が負荷に接続する線間電圧とは必ずしも等しくないことから、このようにして演算された出力電圧誤差が実際の出力電圧誤差を十分には近似しないという問題がある。
また、交流電源の電圧のほかに、その制御周期でのスイッチングパターンからスイッチング回数を条件立てて求める必要があり、出力電圧誤差の演算量が増大するという問題がある。
【0006】
この発明の目的は、精度の高い出力電圧誤差を演算量を増大させることなく求められる多相対多相電力変換装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【0007】
この発明に係る多相対多相電力変換装置は、交流電源と負荷との間に接続され上記交流電源の交流電力を直接所定の交流電力に変換するように選択的に制御される複数のスイッチから構成される主回路、および、所定の出力電圧指令値と制御周波数のキャリアとに基づくとともに負荷電流の転流の際に負荷端開放または電源短絡が発生しないようにデッドタイム時間を設けて上記スイッチをオンオフするオンオフ信号を生成するゲート制御手段を備える多相対多相電力変換装置において、上記負荷電流の極性に基づいて求められる連続する2つの制御周期に亘る出力電圧誤差により上記出力電圧指令値を補正する出力電圧誤差補正手段を備える。
【発明の効果】
【0008】
この発明に係わる多相対多相電力変換装置の効果は、負荷電流の状態に応じて負荷電流の転流動作を行う場合に、その制御周期において負荷に選択的に接続される2つの線間電圧の平均値を演算し、その平均値と開放防止時間と制御周波数との積に、負荷電流の極性を示すパラメータを乗算することにより、出力電圧誤差を連続する2つの制御周期での平均誤差として演算するようにしたので、精度の高い出力電圧誤差演算結果を演算量を増大させることなく得ることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【0009】
実施の形態1.
図1は、この発明の実施の形態1に係わる多相対多相電力変換装置のブロック図である。
この発明の実施の形態1に係わる多相対多相電力変換装置1は、図1に示すように、交流電源2と負荷3の間に介接され、交流電源2の各相と負荷3の各相を選択的に接続することにより交流電源2の交流電力を直接所望の交流電力に変換して負荷3に供給する主回路4、主回路4が負荷3に供給すべき交流電力を指令する出力電圧指令値を出力する電圧指令手段5、電圧検出器6より得られる交流電源2の電圧および電流検出器7より得られる負荷3の電流に基づいて、出力電圧指令値を補正して出力電圧指令補正値を出力する出力電圧誤差補正手段8、出力電圧指令補正値、交流電源2の電圧および負荷3の電流に基づいて、主回路4を選択的に制御するためのゲート制御信号を主回路4に与えるゲート制御手段9を備える。
なお、以下の説明においては多相対多相電力変換装置1として3相対3相電力変換装置を例に挙げて説明する。そして、交流電源2の3相をR相、S相、T相、負荷3の3相をU相、V相、W相と称する。
【0010】
図2は、実施の形態1に係わる主回路4の構成図である。
主回路4は、図2に示すように、交流電源2の各相と負荷3の各相とをスイッチ11UR〜11WTを介してそれぞれ相互に直接的に接続する。
図3は、実施の形態1に係わるスイッチ11URの構成図である。
スイッチ11UR〜11WTは、同様であるのでスイッチ11URだけについて説明する。スイッチ11URは、図3に示すように、2つの半導体スイッチ素子群12URF、12URRが逆並列接続されて構成される。この半導体スイッチ素子群12URF、12URRは、電流を一方向に通電する半導体スイッチ素子、例えば、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ(以下、IGBTと称する)のエミッタとダイオードのアノードを中間接続点13a、13bで接続したものである。
なお、これらの半導体スイッチ素子群12URF、12URRの構成は、ダイオードのカソードとIGBTのコレクタを中間接続点で接続したものでもよい。
また、IGBTが電流通電方向と逆方向の電圧に対する耐性を持つ場合は、ダイオードを省略してIGBTのみで構成してもよい。
また、半導体スイッチ素子群12URF、12URRがそれぞれ中間接続点を有する構成の場合においては、それらの中間接続点を相互に接続したものであってもよい。
【0011】
スイッチ11UR〜11WTがこのような構成である3相対3相電力変換装置1において、ゲート制御手段9がスイッチ11UR〜11WTを構成する2つの半導体スイッチ素子群のそれぞれのIGBTに与える2つのゲート制御信号は、通常はそのスイッチ11UR〜11WTのオンオフと同期する同一のゲート制御信号として与える。これらのゲート制御信号をオフからオン、または、オンからオフへと切り替える段階においては、ゲート制御手段9が、一方のゲート制御信号についてその切り替え動作を一定の時間だけ遅延させる、または、両方のゲート制御信号についてその切り替え動作を互いに異なる一定の時間だけ遅延させるようなデッドタイム時間を設けることによって、電源短絡および負荷端開放を発生させることなく負荷3の電流を交流電源2の1つの相から他の1つの相へと転流させる。デッドタイム時間として、電源短絡が発生しないようにするための遅延時間である短絡防止時間tpと、負荷端開放が発生しないようにするための遅延時間である開放防止時間toとからなる。
【0012】
図4は、図2の3相対3相電力変換装置1の負荷3のU相に接続する部分の図である。
負荷3のU相と交流電源2の各相との間はスイッチ11UR、11US、11UTで直接接続され、スイッチ11UR、11US、11UTの一端をそれぞれ交流電源2のR、S、T相に、他の一端を全て負荷3のU相に接続する。スイッチ11UR、11US、11UTを構成する半導体スイッチ素子群のうち、交流電源2から負荷3の方向に電流を通電する半導体スイッチ素子群をそれぞれ12URF、12USF、12UTFとし、負荷3から交流電源2の方向に電流を通電する半導体スイッチ素子群をそれぞれ12URR、12USR、12UTRとする。また、交流電源2のR、S、T相の電圧をそれぞれVr、Vs、Vt、R−S間、S−T間、T−R間の線間電圧をそれぞれVrs、Vst、Vtr、負荷3のU相の電流をIuとする。
【0013】
負荷電流の転流動作の一例として、スイッチ11USから11URへの転流動作を行うときの、スイッチ11UR、11USをそれぞれ構成する半導体スイッチ素子群12URF、12URR、12USF、12USRのIGBTに与えるゲート制御信号TURF、TURR、TUSF、TUSRの変化を示すタイミングチャートを図5〜図8に示す。これらのタイミングチャートは、負荷電流の状態に応じた転流動作と交流電源2の状態に応じた転流動作とに分かれ、さらに前者については負荷電流の状態ごとに、後者については交流電源2の状態ごとに、それぞれ分けて図示してある。
以下のタイミングチャートでは開放防止時間toが短絡防止時間tpよりも長い時間としているが、開放防止時間toが短絡防止時間tpより短い場合や開放防止時間toと短絡防止時間tpが等しい場合でも同様である。また、図中の斜線部は、それぞれのゲート制御信号が1でありIGBTにオン信号を与えることを意味する。
【0014】
図5は、負荷電流が交流電源2から負荷3に流れているときの負荷電流の状態に応じた転流動作を示したタイミングチャートである。期間(1)ではTUSRとTURFが同時にオンにならないようにすることによって電源短絡を防止し、期間(2)ではTURFとTUSFが同時にオフにならないようにすることによって負荷端開放を防止し、期間(3)ではTUSFとTURRが同時にオンにならないようにすることによって電源短絡を防止する。
図6は、負荷電流が負荷3から交流電源2に流れているときの負荷電流の状態に応じた転流動作を示したタイミングチャートである。期間(1)ではTUSFとTURRが同時にオンにならないようにすることによって電源短絡を防止し、期間(2)ではTURRとTUSRが同時にオフにならないようにすることによって負荷端開放を防止し、期間(3)ではTUSRとTURFが同時にオンにならないようにすることによって電源短絡を防止する。
図7は、図4の交流電源2のR相とS相間の線間電圧Vrsが正であるときの交流電源2の状態に応じた転流動作を示したタイミングチャートである。期間(1)ではTURRとTUSRが同時にオフにならないようにすることによって負荷端開放を防止し、期間(2)ではTUSRとTURFが同時にオンにならないようにすることによって電源短絡を防止し、期間(3)ではTURFとTUSFが同時にオフにならないようにすることによって負荷端開放を防止する。
図8は、図4の交流電源2のR相とS相間の線間電圧Vrsが負であるときの交流電源2の状態に応じた転流動作を示したタイミングチャートである。期間(1)ではTURFとTUSFが同時にオフにならないようにすることによって負荷端開放を防止し、期間(2)ではTUSFとTURRが同時にオンにならないようにすることによって電源短絡を防止し、期間(3)ではTURRとTUSRが同時にオフにならないようにすることによって負荷端開放を防止する。
【0015】
図9は、この発明の実施の形態1に係わる出力電圧誤差補正手段8の構成図である。
実施の形態1に係わる出力電圧誤差補正手段8は、図9に示すように、電圧検出器6より得られる交流電源2の線間電圧Vrs、Vst、Vtrより、その制御周期において負荷3に選択的に接続する2つの線間電圧を抽出する線間電圧抽出器21、線間電圧抽出器21で抽出された2つの線間電圧の平均値を演算する平均値演算器22、この平均値と開放防止時間toと制御周波数fcとの積とを乗算して出力する第1乗算器23、負荷3の電流Iu、Iv、Iwについて、それぞれの電流の方向が交流電源2から負荷3の方向であれば1を、負荷3から交流電源2の方向であれば−1を、電流極性パラメータとして出力する電流極性パラメータ演算器24、第1乗算器23の演算結果と電流極性パラメータとを乗算した演算結果を出力電圧誤差として出力する第2乗算器25、第2乗算器25が出力する出力電圧誤差により、電圧指令手段5が出力する出力電圧指令値Vu1*、Vv1*、Vw1*を補正する演算を行い、その演算結果を出力電圧指令補正値Vu2*、Vv2*、Vw2*として出力する電圧補正器26を備える。
【0016】
図10は仮想的な直流電圧をパルス幅変調して負荷3へ電力を供給する変調方式において、負荷電流の転流の際に負荷電流の状態に応じた転流動作を行うときのパルスパターンおよび電圧挙動の一例を示したタイミングチャートであり、3相対3相電力変換装置1の連続する2つの制御周期について示したものである。
この変調方式では、交流電源2の2つの相を負荷3の1つの相に接続する十分短い時間で2つの相の線間電圧を一定の仮想的な直流電圧とみなして、その線間電圧をPWMインバータと同様の方法で制御して負荷3に出力電圧を供給するものである。PWM変調方式では一般にキャリアとしての1サイクルが1制御周期になる三角搬送波と電圧指令値Vu*とにより各スイッチをオンオフするパルスパターンを発生する。この方式でのパルスパターンの発生方法については特公平8−32177号公報「3相対3相電力変換装置」に記載されているので詳細の説明は省略する。
【0017】
電圧指令値Vu*と制御周期ごとに生成される三角搬送波よりスイッチ11UR、11US、11UTをオンオフするオンオフ信号TUR、TUS、TUTを生成し、それらのオンオフ信号よりU相に発生する時系列電圧指令VuT*が得られる。
電圧指令値Vu*はこの時系列電圧指令VuT*の制御周期における平均値であることから、この連続する2つの制御周期において交流電源2の電圧が一定であると仮定すると、電圧指令値Vu*は式(1)により求められる。
【0018】
Vu*=(Vr×Tr+Vs×Ts+Vt×Tt)/(Tr+Ts+Tt)
=(Vr×Tr+Vs×Ts+Vt×Tt)×fc ・・・(1)
【0019】
ゲート制御信号TURF〜TUTRは、オンオフ信号TUR、TUS、TUTに従って時系列電圧指令VuT*がU相に現れるようなパルスパターンとして生成されるが、負荷電流の転流の際には図5または図6の負荷電流の状態に応じた転流動作がなされるようにゲート制御信号のオンまたはオフの動作にデッドタイム時間を与えたパルスパターンとなる。その結果、実際にU相に現れる時系列電圧VuTと時系列電圧指令VuT*との間に誤差が発生することとなり、時系列電圧の平均電圧Vu(図示せず)と電圧指令値Vu*との間にも電圧誤差が生じることになる。
【0020】
図11(A)では、負荷電流が交流電源2から負荷3に流れているときのゲート制御信号TURF〜TUTRのパルスパターンと時系列電圧VuTの挙動を示したものである。
第1の制御周期および第2の制御周期において交流電源2の3相をそれぞれ負荷3のU相に接続する時間TtA1、TsA1、TrA1、TrA2、TsA2、TtA2は、時系列電圧指令VuT*の電圧挙動において交流電源2の3相をそれぞれ負荷3のU相に接続する時間Tr、Ts、Tt、短絡防止時間tpおよび開放防止時間toを用いて式(2)〜式(7)により求められる。
【0021】
TtA1=Tt+tp+to ・・・(2)
TsA1=Ts−to ・・・(3)
TrA1=Tr−tp ・・・(4)
TrA2=Tr+tp+to ・・・(5)
TsA2=Ts−to ・・・(6)
TtA2=Tt−tp ・・・(7)
【0022】
平均電圧Vuが時系列電圧VuTの平均値であることから、図11(A)の連続する2つの制御周期における平均電圧Vuは式(8)により求められる。
【0023】
Vu={Vr×(TrA1+TrA2)+Vs×(TsA1+TsA2)+
Vt×(TtA1+TtA2)}/(TrA1+TrA2+TsA1+
TsA2+TtA1+TtA2)
={Vr×(2×Tr+to)+Vs×(2×Ts−2×to)+
Vt×(2×Tt+to)}×fc/2 ・・・(8)
【0024】
従って、平均電圧Vuと電圧指令値Vu*との間の電圧誤差ΔVuは式(9)となる。
【0025】
ΔVu=Vu−Vu*
={Vr×to+Vs×(−2×to)+Vt×to}×fc/2
=(Vrs+Vts)/2×to×fc ・・・(9)
【0026】
電圧Vrsは、1つの制御周期の中で負荷3に接続されている交流電源2の3相の内のR相とS相との間の線間電圧で仮想的な直流電圧として扱うことができる。また、電圧Vtsは、制御周期の残りで負荷3に接続されている交流電源2の3相の内のT相とS相との間の線間電圧である。したがって、負荷3に接続する2つの線間電圧の平均値と、開放防止時間toと、制御周波数fcとの積が出力電圧誤差ΔVとなる。
図11(B)では負荷電流が負荷3から交流電源2に流れているときのゲート制御信号TURF〜TUTRのパルスパターンと時系列電圧VuTの挙動を示したものである。
交流電源2の3相をそれぞれ負荷3のU相に接続する時間TtB1、TsB1、TrB1、TrB2、TsB2、TtB2は、時系列電圧指令VuT*の電圧挙動において交流電源2の3相をそれぞれ負荷3のU相に接続する時間Tr、Ts、Tt、短絡防止時間tpおよび開放防止時間toを用いて式(10)〜式(15)により得られる。
【0027】
TtB1=Tt+tp ・・・(10)
TsB1=Ts+to ・・・(11)
TrB1=Tr−tp−to ・・・(12)
TrB2=Tr+tp ・・・(13)
TsB2=Ts+to ・・・(14)
TtB2=Tt−tp−to ・・・(15)
【0028】
平均電圧Vuが時系列電圧VuTの平均値であることから、図11(B)の連続する2つの制御周期における平均電圧Vuは式(16)により求められる。
【0029】
Vu={Vr×(TrB1+TrB2)+Vs×(TsB1+TsB2)+
Vt×(TtB1+TtB2)}/(TrB1+TrB2+TsB1+
TsB2+TtB1+TtB2)
={Vr×(2×Tr−to)+Vs×(2×Ts+2×to)+
Vt×(2×Tt−to)}×fc/2 ・・・(16)
【0030】
従って、平均電圧Vuと電圧指令値Vu*との間の電圧誤差ΔVuは式(17)となる。
【0031】
ΔVu=Vu−Vu*
={Vr×(−to)+Vs×2×to+Vt×(−to)}×fc/2
=−(Vrs+Vts)/2×to×fc ・・・(17)
【0032】
このように負荷電流の極性が逆転することによって、出力電圧誤差ΔVの極性も逆転する。
そして、負荷3の他の相についても出力電圧誤差ΔVの演算を同様に行うことができる。また、交流電源2の電圧Vr、Vs、Vtの極性が異なる場合や、その制御周期において負荷3に選択的に接続する交流電源2の線間電圧の組み合わせが異なる場合でも同様に行うことができる。さらに、開放防止時間toが短絡防止時間tpより短い、もしくは開放防止時間toが短絡防止時間tpと等しい場合でも、同様に行うことができる。
【0033】
よって、図1の電圧指令手段が出力する出力電圧指令値Vu1*、Vv1*、Vw1*を出力電圧誤差ΔVu、ΔVv、ΔVwで補正して得られる出力電圧指令補正値Vu2*、Vv2*、Vw2*は式(18)〜式(20)により得られる。ただし、sgn(Iu)、sgn(Iv)、sgn(Iw)はそれぞれU相の負荷電流Iu、V相の負荷電流Iv、W相の負荷電流Iwの極性を表す電流極性パラメータであって、Iu、Iv、Iwがそれぞれ正であれば1、負であれば−1となる。
【0034】
Vu2*=Vu1*−(負荷に接続する2つの線間電圧の平均値)
×to×fc×sgn(Iu) ・・・(18)
Vv2*=Vv1*−(負荷に接続する2つの線間電圧の平均値)
×to×fc×sgn(Iv) ・・・(19)
Vw2*=Vw1*−(負荷に接続する2つの線間電圧の平均値)
×to×fc×sgn(Iw) ・・・(20)
【0035】
なお、以上の演算では、出力電圧誤差を連続する2つの制御周期の平均誤差として演算しているが、このような演算は、全ての制御周期ごとに行っても、2つの制御周期ごとに行っても、また、特に演算の間隔を定めずに行っても、差し支えはない。
【0036】
このような多相対多相電力変換装置1は、負荷電流の状態に応じて負荷電流の転流動作を行う場合に、その制御周期において負荷3に選択的に接続される2つの線間電圧の平均値を演算し、その平均値と開放防止時間と制御周波数との積に、負荷電流の極性を示すパラメータを乗算することにより、出力電圧誤差を連続する2つの制御周期での平均誤差として演算するようにしたので、精度の高い出力電圧誤差演算結果を演算量を増大させることなく得ることができる。
【0037】
実施の形態2.
図12は、この発明の実施の形態2に係わる出力電圧誤差補正手段8Bの構成図である。
この発明の実施の形態2に係わる多相対多相電力変換装置は、交流電源2の状態に応じて負荷電流の転流動作を行っている。そして、実施の形態2に係わる出力電圧誤差補正手段8Bは、図12に示すように、実施の形態1に係わる出力電圧誤差補正手段8に電流極性パラメータ演算器24の後段に極性反転器31が追加され、第1の乗算器23Bが異なっており、それ以外は同様であるので、同様な部分に同じ符号を付記して説明は省略する。
実施の形態2に係わる第1の乗算器23Bは、平均値演算器22の演算結果に制御周波数fcと短絡防止時間tpとを乗算する。なお、電圧補正器26に入力する出力電圧誤差ΔVu、ΔVv、ΔVwの演算結果が図10の構成での演算結果と同一となるのであれば、極性反転器31は図中のどの位置に設けてもよい。
なお、実施の形態2における電圧指令値Vu*と制御周期ごとに生成される三角搬送波は図10と同一であり、その結果、オンオフ信号TUR、TUS、TUTおよび時系列電圧指令VuT*も図10と同一となる。
図13は、オンオフ信号TUR、TUS、TUTに対してゲート制御信号のオンまたはオフの動作にデッドタイム時間を与えたパルスパターンを示し、ゲート制御信号TURF〜TUTRは、図7または図8の交流電源の状態に応じた転流動作がなされるように設定されている。
図13(A)では負荷電流が交流電源から負荷に流れるときのゲート制御信号TURF〜TUTRのパルスパターンと時系列電圧VuTの挙動を示している。連続する2つの制御周期における交流電源の3相をそれぞれ負荷のU相に接続する時間TtC1、TsC1、TrC1、TrC2、TsC2、TtC2は、時系列電圧指令VuT*の電圧挙動における交流電源2の3相をそれぞれ負荷3のU相に接続する時間Tr、Ts、Tt、短絡防止時間tpおよび開放防止時間toを用いて式(21)〜(26)により求められる。
【0038】
TtC1=Tt+to ・・・(21)
TsC1=Ts+tp ・・・(22)
TrC1=Tr−to−tp ・・・(23)
TrC2=Tr+to ・・・(24)
TsC2=Ts+tp ・・・(25)
TtC2=Tt−to−tp ・・・(26)
【0039】
平均電圧Vuが時系列電圧VuTの平均値であることから、図13(A)の連続する2つの制御周期における平均電圧Vuは式(27)により求められる。
【0040】
Vu={Vr×(TrC1+TrC2)+Vs×(TsC1+TsC2)+
Vt×(TtC1+TtC2)}/(TrC1+TrC2+TsC1+
TsC2+TtC1+TtC2)
={Vr×(2×Tr−tp)+Vs×(2×Ts+2×tp)+
Vt×(2×Tt−tp)}×fc/2 ・・・(27)
【0041】
従って、平均電圧Vuと電圧指令値Vu*との間の電圧誤差ΔVuは式(28)となる。
【0042】
ΔVu=Vu−Vu*
={Vr×(−tp)+Vs×2×tp+Vt×(−tp)}×fc/2
=−(Vrs+Vts)/2×tp×fc ・・・(28)
【0043】
電圧Vrsは、1つの制御周期の中で負荷3に接続されている交流電源2の3相の内のR相とS相との間の線間電圧で仮想的な直流電圧として扱うことができる。また、電圧Vtsは、制御周期の残りで負荷3に接続されている交流電源2の3相の内のT相とS相との間の線間電圧である。したがって、2つの線間電圧の平均値と、短絡防止時間tpと、制御周波数fcとの積が出力電圧誤差ΔVuとなる。但し、この出力電圧誤差の極性は、負荷電流の状態に応じた負荷電流の転流動作を行う場合に発生する出力電圧誤差の極性とは逆になる。
【0044】
図13(B)では負荷電流が負荷3から交流電源2に流れるときのゲート制御信号TURF〜TUTRのパルスパターンと時系列電圧VuTの挙動とを示している。交流電源2の3相をそれぞれ負荷3のU相に接続する時間TtD1、TsD1、TrD1、TrD2、TsD2、TtD2は、時系列電圧指令VuT*の電圧挙動において交流電源2の3相をそれぞれ負荷3のU相に接続する時間Tr、Ts、Tt、短絡防止時間tpおよび開放防止時間toを用いて式(29)〜式(34)により求められる。
【0045】
TtD1=Tt+to+tp ・・・(29)
TsD1=Ts−tp ・・・(30)
TrD1=Tr−to ・・・(31)
TrD2=Tr+to+tp ・・・(32)
TsD2=Ts−tp ・・・(33)
TtD2=Tt−to ・・・(34)
【0046】
平均電圧Vuが時系列電圧VuTの平均値であることから、図13(B)の連続する2つの制御周期における平均電圧Vuは式(35)により求められる。
【0047】
Vu={Vr×(TrD1+TrD2)+Vs×(TsD1+TsD2)+
Vt×(TtD1+TtD2)}/(TrD1+TrD2+TsD1+
TsD2+TtD1+TtD2)
={Vr×(2×Tr+tp)+Vs×(2×Ts−2×tp)+
Vt×(2×Tt+tp)}×fc/2 ・・・(35)
【0048】
従って、平均電圧Vuと電圧指令値Vu*との間の電圧誤差ΔVuは式(36)となる。
【0049】
ΔVu=Vu−Vu*
={Vr×tp+Vs×(−2×tp)+Vt×tp}×fc/2
=(Vrs+Vts)/2×tp×fc ・・・(36)
【0050】
すなわち、負荷電流の極性が逆転することによって、出力電圧誤差の極性も逆転する。また、この出力電圧誤差の極性は、負荷電流の状態に応じた負荷電流の転流動作を行う場合に発生する出力電圧誤差の極性とも逆となる。
以上のような出力電圧誤差の演算は、負荷の他の相についても同様に行うことができる。また、交流電源の電圧Vr、Vs、Vtの極性が異なる場合や、その制御周期において負荷に選択的に接続する交流電源の線間電圧の組み合わせが異なる場合でも同様に行うことができる。さらに、開放防止時間toが短絡防止時間tpより短い、もしくは開放防止時間toが短絡防止時間tpと等しい場合でも、同様に行うことができる。
よって、電圧指令手段5が出力する出力電圧指令値Vu1*、Vv1*、Vw1*を出力電圧誤差ΔVu、ΔVv、ΔVwで補正して得られる出力電圧指令補正値Vu2*、Vv2*、Vw2*は式(37)〜式(38)により求められる。
【0051】
Vu2*=Vu1*+(負荷に接続する2つの線間電圧の平均値)
×tp×fc×sgn(Iu) ・・・(37)
Vv2*=Vv1*+(負荷に接続する2つの線間電圧の平均値)
×tp×fc×sgn(Iv) ・・・(38)
Vw2*=Vw1*+(負荷に接続する2つの線間電圧の平均値)
×tp×fc×sgn(Iw) ・・・(39)
【0052】
なお、以上の演算では、出力電圧誤差を連続する2つの制御周期の平均誤差として演算しているが、このような演算は、全ての制御周期ごとに行っても、2つの制御周期ごとに行っても、また、特に演算の間隔を定めずに行っても、差し支えはない。
【0053】
このような多相対多相電力変換装置は、交流電源2の状態に応じた負荷電流の転流動作を行う場合において、その制御周期において負荷3に選択的に接続する2つの線間電圧を抽出してそれらの平均値を演算し、その平均値と短絡防止時間tpと制御周波数fcとの積に、負荷電流の極性を示すパラメータを乗算することにより、出力電圧誤差を制御周期2周期分の平均誤差として演算するようにしたので、精度の高い出力電圧誤差を演算量を増大させることなく求めることができる。
【0054】
このように負荷電流の状態にまたは交流電源の状態に応じた負荷電流の転流動作を行う場合の両方で、精度の高い出力電圧誤差を演算量を増大させることなく求めることができる。
【0055】
実施の形態3.
図14は、この発明の実施の形態3に係わる3相対3相電力変換装置の主回路の構成図である。
実施の形態3に係わる3相対3相電力変換装置の主回路4Cでは、交流電源2の3相と直流回路33の端子34P、34Nがスイッチ35PR〜35NTを介してそれぞれ相互に直接的に接続され、直流回路33の端子34P、34Nと負荷3の3相がハーフブリッジ回路36UB〜36WBを介してそれぞれ相互に接続されている。
スイッチ35PR〜35NTは、図3と同様の構成であり、スイッチ35PR〜35NTを構成する2つのIGBTそれぞれに与えるゲート制御信号はそのスイッチ35PR〜35NTのオンオフと同期する同一のゲート制御信号となる。主回路4Cの構成では、これらのゲート制御信号をオフからオン、もしくはオンからオフへと切り替えるとき、ハーフブリッジ回路36UB〜36WBにより負荷3の全ての相を直流回路33の端子34Pまたは34Nで短絡する環流状態とすることによって、直流回路33の端子34P、34Nを介して交流電源2と負荷3との間に流れる電流を零にできる。そのため、負荷端開放が発生しないようにする開放防止時間を設ける必要はなく、図5〜図8の負荷電流または交流電源2の状態に応じた転流動作を行う必要もなく、電源短絡が発生しないようにする短絡防止時間tpをオフとオンの間に単純に設けるだけでよい。
【0056】
一方、ハーフブリッジ回路36UB〜36WBでは、直流回路33の端子34Pと34Nとの間の短絡を防止するため、ハーフブリッジ回路36UB〜36WBを構成する2つのIGBT37UP、37UNのそれぞれに与えるゲート制御信号を切り替える際に短絡防止時間を設ける。
【0057】
図15は図14の主回路構成におけるパルスパターンおよび電圧挙動の一例を示したタイミングチャートであり、3相対3相電力変換装置の連続する2つの制御周期について示したものである。
電圧指令値Vu*と制御周期ごとに生成される三角搬送波は図10と同一である。このとき、スイッチ35PR、35PS、35PT、35NR、35NS、35NTのそれぞれをオンオフを示すオンオフ信号TPR、TPS、TPT、TNR、TNS、TNT、および、ハーフブリッジ回路36UBが直流回路33の端子34P、34Nのどちらに接続するかを示す出力制御信号TUが生成され、それらの信号よりU相に発生する時系列電圧指令VuT*が得られるが、この時系列電圧指令VuT*は図10と同一となる。
【0058】
ハーフブリッジ回路36UBのIGBT37UP、37UNをオンオフするゲート制御信号TUP、TUNは、出力制御信号TUに従って時系列電圧指令VuT*がU相に現れるようなパルスパターンとして生成するが、直流回路33の端子34Pと34Nの切り替えの際には短絡を防止するようにオンの動作にデッドタイム時間tpを与えたパルスパターンとなる。その結果、実際にU相に現れる時系列電圧VuTと時系列電圧指令VuT*との間に誤差が発生することとなり、時系列電圧の平均電圧Vu(図示せず)と電圧指令値Vu*との間に電圧誤差が生じることになる。
【0059】
図16(A)は、負荷電流が交流電源2から負荷3に流れるときのゲート制御信号TUP、TUNのパルスパターンと時系列電圧VuTの挙動を示す。交流電源2の3相がそれぞれ負荷3のU相に現れる時間TtE1、TsE1、TrE1、TrE2、TsE2、TtE2は、時系列電圧指令VuT*の電圧挙動において交流電源2の3相をそれぞれ負荷3のU相に接続する時間Tr、Ts、Ttおよび短絡防止時間tpを用いて式(40)〜式(45)により求められる。
【0060】
TtE1=Tt ・・・(40)
TsE1=Ts+tp ・・・(41)
TrE1=Tr−tp ・・・(42)
TrE2=Tr ・・・(43)
TsE2=Ts+tp ・・・(44)
TtE2=Tt−tp ・・・(45)
【0061】
平均電圧Vuは時系列電圧VuTの平均値であることから、図16(A)の連続する2つの制御周期における平均電圧Vuは式(46)により求められる。
【0062】
Vu={Vr×(TrE1+TrE2)+Vs×(TsE1+TsE2)+
Vt×(TtE1+TtE2)}/(TrE1+TrE2+TsE1+
TsE2+TtE1+TtE2)
={Vr×(2×Tr−tp)+Vs×(2×Ts+2×tp)+
Vt×(2×Tt−tp)}×fc/2 ・・・(46)
【0063】
従って、平均電圧Vuと電圧指令値Vu*との間の電圧誤差ΔVuは式(47)となる。
【0064】
ΔVu=Vu−Vu*
={Vr×(−tp)+Vs×2×tp+Vt×(−tp)}×fc/2
=−(Vrs+Vts)/2×tp×fc ・・・(47)
【0065】
電圧Vrsは、1つの制御周期の中で負荷3に接続されている交流電源2の3相の内のR相とS相との間の線間電圧で仮想的な直流電圧として扱うことができる。また、電圧Vtsは、制御周期の残りで負荷3に接続されている交流電源2の3相の内のT相とS相との間の線間電圧である。したがって、負荷3に接続する2つの線間電圧の平均値と、短絡防止時間tpと制御周波数fcの積が出力電圧誤差となる。この出力電圧誤差は、実施の形態2で得られる出力電圧誤差と同一である。
図16(B)は、負荷電流が負荷3から交流電源2に流れるときのゲート制御信号TUP、TUNのパルスパターンと時系列電圧VuTの挙動を示したものである。交流電源2の電圧がそれぞれU相に現れる時間TtF1、TsF1、TrF1、TrF2、TsF2、TtF2は、時系列電圧指令VuT*の電圧挙動において交流電源2の3相をそれぞれ負荷3のU相に接続する時間Tr、Ts、Ttおよび短絡防止時間tpを用いて式(48)〜式(53)により求められる。
【0066】
TtF1=Tt+tp ・・・(48)
TsF1=Ts−tp ・・・(49)
TrF1=Tr ・・・(50)
TrF2=Tr+tp ・・・(51)
TsF2=Ts−tp ・・・(52)
TtF2=Tt ・・・(53)
【0067】
平均電圧Vuが時系列電圧VuTの平均値であることから、図16(B)の連続する2つの制御周期における平均電圧Vuは式(54)により求められる。
【0068】
Vu={Vr×(TrF1+TrF2)+Vs×(TsF1+TsF2)+
Vt×(TtF1+TtF2)}/(TrF1+TrF2+TsF1+
TsF2+TtF1+TtF2)
={Vr×(2×Tr+tp)+Vs×(2×Ts−2×tp)+
Vt×(2×Tt+tp)}×fc/2 ・・・(54)
【0069】
従って、平均電圧Vuと電圧指令値Vu*との間の電圧誤差ΔVuは式(55)となる。
【0070】
ΔVu=Vu−Vu*
={Vr×tp+Vs×(−2×tp)+Vt×tp}×fc/2
=(Vrs+Vts)/2×tp×fc ・・・(55)
【0071】
すなわち、負荷電流の極性が逆転することによって、出力電圧誤差の極性も逆転する。また、この出力電圧誤差も、実施の形態2で得られる出力電圧誤差と同一である。
このような出力電圧誤差の演算は、負荷3の他の相についても同様に行うことができる。また、交流電源2の電圧Vr、Vs、Vtの極性が異なる場合や、その制御周期において負荷3に選択的に接続する交流電源2の線間電圧の組み合わせが異なる場合でも同様に行うことができる。
よって、電圧指令手段5が出力する出力電圧指令値Vu1*、Vv1*、Vw1*を出力電圧誤差ΔVu、ΔVv、ΔVwで補正して得られる出力電圧指令補正値Vu2*、Vv2*、Vw2*は式(56)〜式(58)により求められ、実施の形態2において得られた出力電圧指令補正値の数式と同一となり、この実施の形態3における出力電圧誤差補正手段8の構成も実施の形態2と同一でよいことになる。
【0072】
Vu2*=Vu1*+(直流回路に接続する2つの線間電圧の平均値)
×tp×fc×sgn(Iu) ・・・(56)
Vv2*=Vv1*+(直流回路に接続する2つの線間電圧の平均値)
×tp×fc×sgn(Iv) ・・・(57)
Vw2*=Vw1*+(直流回路に接続する2つの線間電圧の平均値)
×tp×fc×sgn(Iw) ・・・(58)
【0073】
なお、以上の演算では、出力電圧誤差を連続する2つの制御周期の平均誤差として演算しているが、このような演算は、全ての制御周期ごとに行っても、2つの制御周期ごとに行っても、また、特に演算の間隔を定めずに行っても、差し支えはない。
【0074】
このような多相対多相電力変換装置は、交流電源2の各相と直流回路33の端子34P、34Nがスイッチ35PR〜35NTを介してそれぞれ相互に直接的に接続され、直流回路33の端子34P、35Nと負荷3の各相がハーフブリッジ回路36UW〜36WBを介してそれぞれ相互に接続されるような主回路4Cを有していても、2つの線間電圧の平均値と短絡防止時間tpと制御周波数fcとの積を出力電圧誤差として出力電圧指令値を補正することにより、演算量を増大させることなく精度よく出力電圧の誤差を補正することができる。
【0075】
実施の形態4.
この発明の実施の形態4に係わる多相対多相電力変換装置は、実施の形態1に係わる多相対多相電力変換装置1に採用されている変調方式と異なり、1つの制御周期において交流電源2の1つの線間電圧を負荷3に接続するような変調方式が採用されており、それ以外は同様であるので、同様な部分に同じ符号を付記して説明は省略する。なお、1つの線間電圧としては、交流電源2の線間電圧のうち、最大のものでも、中間のものでも、最小のものでもよい。
【0076】
図17は、この発明の実施の形態4に係わる1つの制御周期において交流電源2の1つの線間電圧を負荷3に接続する変調方式におけるパルスパターンおよび電圧挙動の一例を示したタイミングチャートである。
制御周期ごとに生成される三角搬送波は左右均等の三角波であり、この三角搬送波と電圧指令値Vu*より図4のスイッチ11UR、11US、11UTのオンオフを示すオンオフ信号TUR、TUS、TUTを生成し、それらのオンオフ信号よりU相に発生する時系列電圧指令VuT*が得られる。この連続する2つの制御周期において交流電源2の電圧が等しいと仮定すると、電圧指令値Vu*は式(59)により求められる。
【0077】
Vu*=(Vr×TrP+Vs×TsM+Vr×TrS)/
(TrP+TsM+TrS)
=(Vr×TrP+Vs×TsM+Vr×TrS)×fc ・・(59)
【0078】
図18(A)は、負荷電流が交流電源2から負荷3に流れているときのゲート制御信号TURF〜TUTRのパルスパターンと時系列電圧VuTの挙動を示したものである。ゲート制御信号TURF〜TUTRは、負荷電流の転流の際に図4または図5の負荷電流の状態に応じた転流動作がなされるように、ゲート制御信号TURF〜TUTRのオンまたはオフの動作に遅延時間を与えたパルスパターンである。
交流電源2の電圧をそれぞれ負荷3のU相に接続する時間TrG1、TsG1、TrG2、TrG3、TsG2、TrG4は、時系列電圧指令VuT*の電圧挙動において交流電源2の電圧をそれぞれ負荷3のU相に接続する時間TrP、TsM、TrS、短絡防止時間tpおよび開放防止時間toを用いて式(60)〜式(65)により求められる。
【0079】
TrG1=TrP+tp+to ・・・(60)
TsG1=TsM−to ・・・(61)
TrG2=TrS−tp ・・・(62)
TrG3=TrS+tp+to ・・・(63)
TsG2=TsM−to ・・・(64)
TrG4=TrP−tp ・・・(65)
【0080】
平均電圧Vuが時系列電圧VuTの平均値であることから、図18(A)の連続する2つの制御周期における平均電圧Vuは式(66)により求められる。
【0081】
Vu={Vr×(TrG1+TrG2+TrG3+TrG4)+
Vs×(TsG1+TsG2)}/
(TrG1+TsG1+TrG2+TrG3+TsG2+TrG4)
={Vr×(TrP+to+TrS)+Vs×(TsM−to)}×fc
・・・(66)
【0082】
従って、平均電圧Vuと電圧指令値Vu*との間の電圧誤差ΔVuは式(67)となる。
【0083】
ΔVu=Vu−Vu*
={Vr×to+Vs×(−to)}×fc
=Vrs×to×fc ・・・(67)
【0084】
線間電圧Vrsは仮想的な直流電圧として負荷3に接続する交流電源2の線間電圧であるので、負荷3に接続する線間電圧と開放防止時間toと制御周波数fcとの積が出力電圧誤差ΔVuとなる。
図18(B)は負荷電流が負荷3から交流電源2に流れるときのゲート制御信号TURF〜TUTRのパルスパターンと時系列電圧VuTの挙動を示したものである。交流電源2の電圧をそれぞれ負荷3のU相に接続する時間TrH1、TsH1、TrH2、TrH3、TsH2、TrH4は、時系列電圧指令VuT*の電圧挙動において交流電源2の電圧をそれぞれ負荷3のU相に接続する時間TrP、TsM、TrS、短絡防止時間tpおよび開放防止時間toを用いて式(68)〜式(73)により求められる。
【0085】
TrH1=TrP+tp ・・・(68)
TsH1=TsM+to ・・・(69)
TrH2=TrS−tp−to ・・・(70)
TrH3=TrS+tp ・・・(71)
TsH2=TsM+to ・・・(72)
TrH4=TrP−tp−to ・・・(73)
【0086】
平均電圧Vuが時系列電圧VuTの平均値であることから、図18(B)の連続する2つの制御周期における平均電圧Vuは式(74)により求められる。
【0087】
Vu={Vr×(TrH1+TrH2+TrH3+TrH4)+
Vs×(TsH1+TsH2)}/
(TrH1+TsH1+TrH2+TrH3+TsH2+TrH4)
={Vr×(TrP−to+TrS)+Vs×(TsM+to)}×fc
・・・(74)
【0088】
従って、平均電圧Vuと電圧指令値Vu*との間の電圧誤差ΔVuは式(75)となる。
【0089】
ΔVu=Vu−Vu*
={Vs×to+Vr×(−to)}×fc
=−Vrs×to×fc ・・・(75)
【0090】
すなわち、負荷電流の極性が逆転することによって、出力電圧誤差の極性も逆転する。
このような出力電圧誤差の演算は、負荷3の他の相に関する出力電圧誤差ΔVv、ΔVwについても同様に行うことができる。また、交流電源2の電圧Vr、Vs、Vtの極性が異なる場合や、その制御周期において負荷に接続する交流電源2の線間電圧が異なる場合でも同様に行うことができる。
そして、電圧指令手段5が出力する出力電圧指令値Vu1*、Vv1*、Vw1*を出力電圧誤差ΔVu、ΔVv、ΔVwで補正して得られる出力電圧指令補正値Vu2*、Vv2*、Vw2*は式(76)〜式(78)により求められる。
【0091】
Vu2*=Vu1*+(負荷に接続する線間電圧)×to×fc×sgn(Iu) ・・・(76)
Vv2*=Vv1*+(負荷に接続する線間電圧)×to×fc×sgn(Iv) ・・・(77)
Vw2*=Vw1*+(負荷に接続する線間電圧)×to×fc×sgn(Iw) ・・・(78)
【0092】
なお、以上の演算では、出力電圧誤差を連続する2つの制御周期の平均誤差として演算しているが、このような演算は、全ての制御周期ごとに行っても、2つの制御周期ごとに行っても、また、特に演算の間隔を定めずに行っても、差し支えはない。
この数式は、実施の形態1について、1つの制御周期において負荷に接続する交流電源の線間電圧を単一とした場合のものであるが、このとき負荷に接続する線間電圧の平均値はその線間電圧そのものであることから、実施の形態1において得られた出力電圧指令補正値の数式と同義となり、出力電圧誤差補正手段8の構成も実施の形態1と同一でよいことになる。また、実施の形態2または実施の形態3について、1つの制御周期において負荷3に接続する交流電源2の線間電圧を単一とした場合でも同様の出力電圧指令補正値が得られ、出力電圧誤差補正手段8の構成もそれぞれの実施の形態と同一でよいことになる。
【0093】
このような多相対多相電力変換装置は、制御周期内では負荷3に接続する交流電源2の2つの相が固定されるように制御されていても、その2つの相の間の線間電圧と開放防止時間と制御周波数との積を出力電圧誤差として出力電圧指令値を補正することにより出力電圧の誤差を精度よく補正することができる。
【図面の簡単な説明】
【0094】
【図1】この発明の実施の形態1に係わる多相対多相電力変換装置のブロック図である。
【図2】実施の形態1に係わる主回路の構成図である。
【図3】実施の形態1に係わるスイッチの構成図である。
【図4】図2の3相対3相電力変換装置の負荷のU相に接続する部分の図である。
【図5】負荷電流が交流電源から負荷に流れているときの負荷電流の状態に応じた転流動作を示したタイミングチャートである。
【図6】負荷電流が負荷から交流電源に流れているときの負荷電流の状態に応じた転流動作を示したタイミングチャートである。
【図7】図4の交流電源のR相とS相間の線間電圧が正であるときの交流電源の状態に応じた転流動作を示したタイミングチャートである。
【図8】図4の交流電源のR相とS相間の線間電圧が負であるときの交流電源の状態に応じた転流動作を示したタイミングチャートである。
【図9】実施の形態1に係わる出力電圧誤差補正手段の構成図である。
【図10】仮想的な直流電圧をパルス幅変調して負荷へ電力を供給する変調方式において、負荷電流の転流の際に負荷電流の状態に応じた転流動作を行うときのパルスパターンおよび電圧挙動の一例を示したタイミングチャートである。
【図11】負荷電流の状態に応じた転流動作を行うときのゲート制御信号のパルスパターンと時系列電圧の挙動を示したものである。
【図12】この発明の実施の形態2に係わる出力電圧誤差補正手段の構成図である。
【図13】実施の形態2に関して負荷電流の状態に応じた転流動作を行うときのゲート制御信号のパルスパターンと時系列電圧の挙動を示したものである。
【図14】この発明の実施の形態3に係わる主回路の構成図である。
【図15】実施の形態3に関して仮想的な直流電圧をパルス幅変調して負荷へ電力を供給する変調方式において、負荷電流の転流の際に負荷電流の状態に応じた転流動作を行うときのパルスパターターンと時系列電圧の挙動を示したものである。
【図16】実施の形態3に関して負荷電流の状態に応じた転流動作を行うときのゲート制御信号のパルスパターンと時系列電圧の挙動を示したものである。
【図17】この発明の実施の形態4に関して交流電源の状態に応じた転流動作をするときにおいて交流電源のR−S間の線間電圧が負であるときの転流動作を示したタイミングチャートである。
【図18】実施の形態4に関して負荷電流の状態に応じた転流動作を行うときのゲート制御信号のパルスパターンと時系列電圧の挙動を示したものである。
【符号の説明】
【0095】
1 多相対多相電力変換装置、2 交流電源、3 負荷、4、4C 主回路、5 電圧指令手段、6 電圧検出器、7 電流検出器、8 出力電圧誤差補正手段、9 ゲート制御手段、11UR〜11WT スイッチ、12URF〜12UTR 半導体スイッチ素子群、13a、13b 中間接続点、21 線間電圧抽出器、22 平均値演算器、2323B 乗算器、24 電流極性パラメータ演算器、25 乗算器、26 電圧補正器、31 極性反転器、33 直流回路、34P、34N 端子、35PR〜35NT スイッチ、36UB〜36WB ハーフブリッジ回路、37UP、37UN IGBT。




 

 


     NEWS
会社検索順位 特許の出願数の順位が発表

URL変更
平成6年
平成7年
平成8年
平成9年
平成10年
平成11年
平成12年
平成13年


 
   お問い合わせ info@patentjp.com patentjp.com   Copyright 2007-2013