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発明の名称 電力バッファ装置
発行国 日本国特許庁(JP)
公報種別 公開特許公報(A)
公開番号 特開2007−82278(P2007−82278A)
公開日 平成19年3月29日(2007.3.29)
出願番号 特願2005−263263(P2005−263263)
出願日 平成17年9月12日(2005.9.12)
代理人 【識別番号】100089233
【弁理士】
【氏名又は名称】吉田 茂明
発明者 岩田 明彦 / 光田 憲朗 / 田熊 良行
要約 課題
電力貯蔵部が小型であるとともに、電力効率が高く、低コストで実現される電力バッファ装置を提供する。

解決手段
3相インバータ5Aの出力線Uには単相インバータ31および41が順に直列に接続され、出力線Vには単相インバータ32および42が順に直列に接続され、出力線Wには単相インバータ33および43が順に直列に接続されている。3相インバータ5Aの直流部には電力貯蔵ユニット4が接続され、電力貯蔵ユニット7は単相インバータ31〜33および41〜43の直流部には、個々に電力貯蔵ユニット7が接続されている。
特許請求の範囲
【請求項1】
電力系統に接続され、前記電力系統との間で電力を授受する電力バッファ装置であって、
第1の電力貯蔵ユニットと、
前記第1の電力貯蔵ユニットが接続された直流部と、多相の出力部とを有する多相インバータと、
前記多相インバータの前記出力部の各相ごとに前記電力系統との間でそれぞれ少なくとも1つ以上配置され、前記各相に直列に接続された、直流部と単相の出力部とを有する単相インバータと、
前記単相インバータの直流部に接続され、容量が前記第1の電力貯蔵ユニットよりも小さく、単位容量当たりの充放電電流が前記第1の電力貯蔵ユニットも大きい第2の電力貯蔵ユニットと、を備える、電力バッファ装置。
【請求項2】
前記多相インバータおよび前記単相インバータの動作を制御する制御回路をさらに備え、
前記制御回路は、
前記多相インバータが、前記電力バッファ装置の出力波形の半周期について1パルスを出力し、
前記単相インバータのそれぞれが、
前記1パルスと合わせて前記出力波形を形成し、前記電力系統の電圧波形との電圧差を解消して、前記出力波形が前記電圧波形に近似するように複数のパルスを出力するように制御する、請求項1記載の電力バッファ装置。
【請求項3】
前記単相インバータのそれぞれが出力する前記複数のパルスの一部は、
前記1パルスとは反対の極性を有し、前記電力系統の前記電圧波形と前記1パルスとの電圧差を解消する電圧パターンを形成し、
前記単相インバータの出力電力のトータルがゼロとなるように、前記電圧パターン、前記1パルスのパルス幅およびパルス高さが設定される、請求項2記載の電力バッファ装置。
【請求項4】
前記単相インバータのそれぞれが出力する前記複数のパルスの一部は、
前記1パルスとは反対の極性を有し、前記電力系統の前記電圧波形と前記1パルスとの電圧差を解消する電圧パターンを形成し、
前記単相インバータの出力電力のトータルと前記多相インバータの出力電力とが同じになるように前記電圧パターン、前記1パルスのパルス幅およびパルス高さが設定される、請求項2記載の電力バッファ装置。
【請求項5】
前記出力波形の半周期分を包含するように前記1パルスのパルス幅およびパルス高さが設定される、請求項2記載の電力バッファ装置。
【請求項6】
前記電力バッファ装置の出力電流の周期は、前記系統電圧に対して90度ずれるように制御され、
前記出力波形の半周期の半分以上を包含するように前記多相インバータが出力する前記1パルスのパルス幅およびパルス高さが設定され、
前記単相インバータのそれぞれが出力する前記複数のパルスの一部は、
前記1パルスとは反対の極性を有し、前記電力系統の前記電圧波形と前記1パルスとの電圧差を解消するとともに、前記出力波形の半周期の残る部分を構成する電圧パターンを形成する、請求項2記載の電力バッファ装置。
【請求項7】
前記電力バッファ装置の前記出力電流は、
前記系統電圧に対して90度ずれた無効電流成分と、前記系統電圧と同相の有効電流成分とを含む、請求項6記載の電力バッファ装置。
発明の詳細な説明
【技術分野】
【0001】
本発明は電力バッファ装置に関し、特に太陽光発電装置や風力発電装置などの分散電源から電力系統に電力を供給する構成において、電力を安定供給するために使用される電力バッファ装置に関する。
【背景技術】
【0002】
例えば特許文献1には、太陽光発電装置や風力発電装置などの分散電源から電力系統に電力を供給する場合、当該分散電源が電力系統に供給する電力の余剰分を電力貯蔵部に貯蔵し、分散電源からの供給電力が減少したときには、電力貯蔵部に蓄えられた電力を電力系統に供給することで、電力系統に供給される電力の変動を抑制する電力バッファ装置が開示されている。
【0003】
【特許文献1】特開2002−101557号公報(図1)
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【0004】
以上説明した特許文献1に開示される電力バッファ装置は、以下のような問題点を有している。
【0005】
すなわち、一般に電力貯蔵部はバッテリーにより構成するが、バッテリーとしては安価な鉛バッテリーなどを用いることが多い。しかし、鉛バッテリーは、充電電流を大きく取れないため、大きな充電電力を扱うには、大容量のものを使用せざるを得ない。その結果、電力貯蔵部が大型でかつ高コストとなってしまう。
【0006】
また、特許文献1では電力貯蔵部に貯蔵された電力を直接、インバータの直流部に供給しているが、チョッパで一旦昇圧してインバータの直流部に供給する構成も考えられ、直流電流をインバータで交流電流に変換して平滑フィルタを通して電力系統に供給する。
【0007】
この場合、大電力を扱う双方向性チョッパやインバータおよび平滑フィルタでの電力損失が大きいため、分散電源による発電電力の有効利用ができにくくなる。また、電力損失が大きいと大型の冷却装置や大型の平滑フィルタも必要になるため、電力バッファ装置が大型で高コストとなってしまう。
【0008】
本発明は上記のような問題点を解消するためになされたもので、電力貯蔵部が小型であるとともに、電力効率が高く、低コストで実現される電力バッファ装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【0009】
本発明に係る請求項1記載の電力バッファ装置は、電力系統に接続され、前記電力系統との間で電力を授受する電力バッファ装置であって、第1の電力貯蔵ユニットと、前記第1の電力貯蔵ユニットが接続された直流部と、多相の出力部とを有する多相インバータと、前記多相インバータの前記出力部の各相ごとに前記電力系統との間でそれぞれ複数配置され、前記各相に直列に接続された、直流部と単相の出力部とを有する単相インバータと、前記単相インバータの前記直流部に接続され、容量が前記第1の電力貯蔵ユニットよりも小さく、単位容量当たりの充放電電流が前記第1の電力貯蔵ユニットも大きい第2の電力貯蔵ユニットとを備えている。
【発明の効果】
【0010】
本発明に係る請求項1記載の電力バッファ装置によれば、第1の電力貯蔵ユニットは多相インバータの直流部に接続され、第2の電力貯蔵ユニットのそれぞれは、単相インバータのそれぞれ直流部に接続されるので、チョッパ回路を有さずとも第1および第2の電力貯蔵ユニットの電力を結合でき、電力損失を低減して電力効率を高めることができる。また、単相インバータのそれぞれに第2の電力貯蔵ユニットを接続するので、第2の電力貯蔵ユニットが小型で済み、電力貯蔵部を全体として小型化でき、コストを低減できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【0011】
<電力バッファ装置に対する基本的な要求>
発明の実施の形態の説明に先立って、まず、電力バッファ装置に対する基本的な要求を説明する。
図1は、太陽光発電装置の1日の(日の出から日没までの)出力特性を示しており、横軸に時間を、縦軸に装置出力(任意単位)を示している。
【0012】
また、図2には図1に示す出力特性をパターン化した図を示しており、変動ピークが大きく、変動が短時間で終わる特性A1と、変動ピークが小さく、変動が長時間持続する特性A2とを有することが示されている。
【0013】
このように太陽光発電の場合、数10分〜数時間単位の長時間の出力変動と、数分〜数10分程度の短時間の出力変動とを有し、両者が重畳された変動特性を示すこともある。
【0014】
このような変動特性を有する太陽光発電においては、電力系統に供給される電力変動を抑制するためには、短時間だけでなく長時間の変動も補償できるような電力バッファ装置が望まれる。
【0015】
電力バッファ装置の最も単純な構成としては、電力貯蔵部をインバータの直流入力部に接続し、インバータの交流出力部を平滑フィルタに接続する構成が考えられるが、この構成では、電力貯蔵部であるバッテリーの出力電圧が低下した場合でも所定の電圧を出力できるように、予めバッテリーの出力電圧を高くしておかねばならない。そのため、バッテリーの直列数が増加して回路が複雑になったり、インバータの定格電圧が高電圧になって、コストや電力損失の点で望ましくない。
【0016】
また、電力貯蔵部とインバータの直流入力部との間にチョッパ回路を配設し、バッテリーの出力電圧が低下してきた場合でもチョッパ回路の昇圧機能によって、インバータに与える電圧を一定にする構成も考えられる。
【0017】
この場合、バッテリーの出力電圧を低く設定することが可能なので、インバータの定格電圧も低く設定することが可能であるが、チョッパ回路による電力損失が発生するので、結果的に電力バッファ装置の電力効率を下げてしまう可能性がある。
【0018】
ここで、例えば高インピーダンスバッテリーの代表格である鉛バッテリーは、特に充電時の電流に制限があるため、充電時の電流を大きくしようとすると、結果的にバッテリーの容量を大きくしなければならない。電力バッファ装置に適用した場合においても、長時間の変動に重畳された短時間の変動を抑制するために、大電流に対応したバッテリーが必要となり、それは結果的に貯蔵エネルギーの大きな大容量のものを用いる結果となる。短時間の変動は変動する総電力量は小さいにもかかわらず、充電電流の仕様を確保するために、鉛バッテリーが大容量化してしまう。
【0019】
<本発明に至る第1のステップ>
上述したような鉛バッテリーの大容量化を抑制するという観点に立って、発明者等は本発明に至る第1のステップとして、以下に説明する電力バッファ装置70および80を開発した。
【0020】
図3は電力バッファ装置70の構成を説明するブロック図である。
図3に示すように、太陽光発電装置1や風力発電装置2などの分散電源で生成された電力は、何れもパワーコンバータ3を介して電力系統PWLに接続され、電力系統PWLを介して電力需要者9に供給される。
【0021】
そして電力系統PWLには、分散電源からの供給電力が低下した場合に、予め電力貯蔵ユニット4および7に蓄えた電力を放出することで電力系統PWLの電力を一定に保つ電力バッファ装置70が接続されている。
【0022】
電力バッファ装置70は、高インピーダンスで大容量かつ単位容量当たりの充放電電流が小さなバッテリーで構成される電力貯蔵ユニット4と、低インピーダンスで低容量かつ単位容量当たりの充放電電流が大きなキャパシタあるいはバッテリーで構成される電力貯蔵ユニット7とを有し、電力貯蔵ユニット4の出力電圧は3相インバータ5の直流部に直接に与えられる構成となっており、電力貯蔵ユニット7の出力電圧はチョッパ回路8に与えられて昇圧された後、3相インバータ5の直流部に与えられる構成となっている。
【0023】
そして、3相インバータ5の出力部は平滑フィルタ6に接続され、平滑フィルタ6を介して3相インバータ5の出力電圧が電力系統PWLに与えられる構成となっている。
【0024】
ここで、チョッパ回路8は昇圧チョッパであり、電力貯蔵ユニット7の2つの出力線S1およびS2の間に介挿されたトランジスタ82と、トランジスタ82より前段の出力線S1中に介挿されたインダクタ81と、トランジスタ82より前段の出力線S1中に介挿されたトランジスタ84と、トランジスタ82および84のそれぞれに逆並列に接続されたダイオード83および85とを有している。また、チョッパ回路8の2つの出力線S11およびS12の間にはキャパシタC1が介挿されている。
【0025】
そして、チョッパ回路8の出力線S11は連系リアクトルL2を介して3相インバータ5の直流部に接続され、出力線S12は直接に3相インバータ5の直流部に接続されている。
【0026】
また、電力貯蔵ユニット4の一方の出力線S3は連系リアクトルL1を介して3相インバータ5の直流部に接続され、他方の出力線S4は直接に3相インバータ5の直流部に接続されている。
【0027】
なお、電力貯蔵ユニット4の出力線S3とチョッパ回路8の出力線S11とは3相インバータ5の同じ入力端に接続され、電力貯蔵ユニット4の出力線S4とチョッパ回路8の出力線S12とは3相インバータ5の同じ入力端に接続されている。
【0028】
平滑フィルタ6は、3相インバータ5の3つの出力線U、VおよびWにそれぞれ介挿されたインダクタ61、62および63と、出力線UとVとの間、出力線VとWとの間および出力線UとWとの間にそれぞれ介挿された、キャパシタ64、65および66とを有している。
【0029】
以上説明したように電力バッファ装置70においては、電力貯蔵ユニット7の出力をチョッパ回路8で昇圧する構成となっているので、図2に示した特性A1のように、変動ピークが大きく、変動が短時間で終わる電力変動に対しては、電力貯蔵ユニット7の出力をチョッパ回路8で昇圧して3相インバータ5の直流部に供給することで変動を抑制し、図2に示した特性A2のように、変動ピークが小さく、変動が長期に渡る電力変動に対しては、電力貯蔵ユニット4の出力を3相インバータ5の直流部に供給することで抑制できる。
【0030】
図4(a)、(b)は上述した動作を模式的に説明する図であり、図4(a)には、チョッパ回路8の出力線S11に流れる電流icによる電力波形と、電力貯蔵ユニット4の出力線S3に流れる電流ibによる電力波形とを示す図であり、電流icによる電力波形は、図2に示した特性A1とは逆相となるように与えられ、電流ibによる電力波形は、図2に示した特性A2とは逆相となるように与えられる。
【0031】
図4(b)は、電流icおよび電流ibによる電力波形を重畳した、電流ioによる電力波形を示しており、電力系統に対して当該電力波形を実現するように電力を供給することで、図2に示すような電力変動を抑制して、電力需要者9に安定した電力を供給することができる。
【0032】
図5に示す電力バッファ装置80も同様の技術思想に基づくものであり、図5は電力バッファ装置80の構成を説明するブロック図である。
【0033】
図5に示すように、電力バッファ装置80においては、電力貯蔵ユニット7の出力電圧は3相インバータ5の直流部に直接に与えられる構成となっており、電力貯蔵ユニット4の出力電圧はチョッパ回路8に与えられて昇圧された後、3相インバータ5の直流部に与えられる構成となっている点が電力バッファ装置70とは異なっている。なお、図3に示す電力バッファ装置70と同じ構成については同一の符号を付し、重複する説明は省略する。
【0034】
チョッパ回路8は、電力貯蔵ユニット4の2つの出力線S3およびS4の間に介挿されたトランジスタ82と、トランジスタ82より前段の出力線S3中に介挿されたインダクタ81と、トランジスタ82より前段の出力線S3中に介挿されたトランジスタ84と、トランジスタ82および84のそれぞれに逆並列に接続されたダイオード83および85とを有している。
【0035】
そして、チョッパ回路8の出力線S13およびS14は、3相インバータ5の直流部に直接に接続されている。
【0036】
また、電力貯蔵ユニット7の2つの出力線S1およびS2も、3相インバータ5の直流部に直接に接続されている。
【0037】
なお、電力貯蔵ユニット7の出力線S1とチョッパ回路8の出力線S13とは3相インバータ5の同じ入力端に接続され、電力貯蔵ユニット7の出力線S2とチョッパ回路8の出力線S14とは3相インバータ5の同じ入力端に接続されている。
【0038】
以上説明したように電力バッファ装置80においては、電力貯蔵ユニット4の出力をチョッパ回路4で昇圧して3相インバータ5の直流部に供給し、電力貯蔵ユニット7の出力を3相インバータ5の直流部に直接に供給する構成となっているので、図2に示した特性A1のように、変動ピークが大きく、変動が短時間で終わる電力変動に対しては、電力貯蔵ユニット7の出力を3相インバータ5の直流部に供給することで抑制することができ、図2に示した特性A2のように、変動ピークが小さく、変動が長期に渡る電力変動に対しては、電力貯蔵ユニット4の出力をチョッパ回路4で昇圧して3相インバータ5の直流部に供給することで抑制できる。従って、高インピーダンスで大容量のバッテリーで構成される電力貯蔵ユニット4の出力電圧を低く設定することができ、電力貯蔵ユニット4を小型化できる。
【0039】
以上説明した電力バッファ装置70および80を採用することで、大きな電力量を伴わない短時間の変動分については、小容量でかつ低インピーダンスのキャパシタもしくはバッテリーで構成される電力貯蔵ユニット7から電力を供給して安定化できるため、電力貯蔵ユニット4も含めて電力貯蔵装置が全体的に小さくなり電力バッファ装置全体のサイズやコストを低減できる。
【0040】
<本発明に至る第2のステップ>
上述したように、電力バッファ装置70および80を採用することで、鉛バッテリーの大容量化を抑制できるという目的は達成できるが、3相インバータ5の出力はPWM(パルス幅変調)制御された矩形波状の電圧を有しており、それを平滑化するための平滑フィルタ6は大きな容量を持たざるを得ず、電力バッファ装置70および80が大型化するとともに、コストも高くなることが考えられる。
【0041】
さらに、3相インバータ5は高周波でのスイッチングが要求されるため、電力損失が大きく、冷却装置などが大型化する可能性もある。
【0042】
そこで、装置のさらなる小型化およびコスト低減の観点に立って、発明者等は本発明に至る第2のステップとして、以下に説明する電力バッファ装置90を開発した。
【0043】
図6は電力バッファ装置90の構成を説明するブロック図である。
図6に示すように電力バッファ装置90は、3相インバータ5の後段に、各相ごとに少なくとも1つ以上の単相インバータを直列に接続した構成を有し、出力線Uには単相インバータ11および21が順に直列に接続され、出力線Vには単相インバータ12および22が順に直列に接続され、出力線Wには単相インバータ13および23が順に直列に接続されている。なお、電力バッファ装置90は、図3および図5にそれぞれ示した電力バッファ装置70および80の3相インバータ5より後段の構成を変更したものであり、その他の構成については電力バッファ装置70および80と同様であるので、図示は省略している。
【0044】
平滑フィルタ6Aは、単相インバータ21〜23のそれぞれの出力線に介挿されたインダクタ61A、62Aおよび63Aと、単相インバータ21の出力線と単相インバータ22の出力線との間、単相インバータ22の出力線と単相インバータ23の出力線との間、および単相インバータ21の出力線と単相インバータ23の出力線との間にそれぞれ介挿された、キャパシタ64A、65Aおよび66Aとを有している。
【0045】
ここで、例えば3相インバータ5の出力線Uからの出力電圧をVuc、2つの単相インバータ11および21の出力電圧をそれぞれVubおよびVuaとし、それらの電圧比を4:2:1とする。
【0046】
これらの電圧の組み合わせによって得られたU相の最終出力電圧Vuoは、複数のレベルを持った略正弦波の形状を有する。このような正弦波の形状を持った波形を平滑化することは簡単であり、平滑フィルタ6Aは小容量のもので充分である。
【0047】
図7(a)〜(d)には、出力電圧Vuc、VubおよびVuaの電圧比を4:2:1とした場合に得られる各出力単独での波形と、U相の最終出力電圧Vuoの出力波形を示す。
【0048】
すなわち図7(a)は、3相インバータ5の出力電圧Vucの波形を示しており、図7(b)は、単相インバータ11の出力電圧Vubの単独波形を示しており、図7(c)は、単相インバータ21の出力電圧Vuaの単独波形を示している。そして図7(d)は、これらの波形を重畳したU相の最終出力電圧Vuoの波形を示しており、その輪郭形状は略正弦波であると言える。
【0049】
なお、Vuc、Vub,Vuaの電圧の関係は、4:2:1以外でも良く、電圧比の設定によっては、より正弦波に近似した波形を得ることができる。
【0050】
図8〜図17に、3相インバータ5の出力をVcとし、単相インバータ11〜13の出力をVbとし、単相インバータ21〜23の出力をVaとして、各出力電圧の電圧比と最終出力電圧Voとの関係をテーブルとして示す。なお、各テーブルにはA〜Jまでの記号を付している。
【0051】
図8に示すテーブルAは、図7(a)〜(d)に示した電圧比の場合の最終出力電圧Voのレベルを示しており、Va:Vb:Vc=1:2:4の場合には1段階ずつ7段階の出力が可能であることが判る。
【0052】
ここで、図8〜図17におけるVa、Vb、Vcの各欄における0、1、−1の数値は係数であり、Va、VbおよびVcが、それぞれ1V、2Vおよび4Vである場合、例えば、レベル3を得るには、それぞれの係数を1、1および0とすることで、1×1V+2×1V+0×4V=3Vとなる。
【0053】
なお、インバータは直流電圧が例えば2Vであれば、その出力は+2V、0および−2Vとなるので、係数には−1も含まれている。
【0054】
図8〜図17に示すように3相インバータ5および単相インバータ11〜13の出力電圧比を高くすることでレベルの階数が増え、図17に示すテーブルJからは、Va:Vb:Vc=1:3:9の場合には13段階の出力が可能であることが判る。このように最終出力電圧Voの出力レベルが大きくなることで、波形の輪郭を滑らかにすることができる。
【0055】
図8〜図17に示したように、3つの各インバータの出力電圧比を変えることで、1段階ずつ変化する電圧波形を得ることができるが、各レベルにおいてPWM制御を併用することで、波形の輪郭をより滑らかにすることができ、平滑フィルタ6Aの容量をさらに低減することできる。
【0056】
例えば、図18には最終出力電圧Voがレベル1の場合についてPWM制御を実行した状態を模式的に示している。
【0057】
ここで、図7(d)に示したように、単相インバータ21〜23の出力電圧Vaは3相インバータ5および単相インバータ11〜13の出力電圧VcおよびVbによって構成される電圧波形の凹凸を滑らかにするように使用され、電圧波形の輪郭を構成する。図18は、当該電圧波形の輪郭に沿って出力電圧Vaが配置された状態を表しており、それぞれはPWM制御されている。なお、図18において示される斜めの直線LXは目標電圧を示しており、PWM制御を行うことで直線LXに近似した電圧を得ることができ、電圧波形の輪郭を滑らかにできる。
【0058】
図19には、PWM制御を併用する場合の電圧比の条件Ax〜Jxをテーブルとして示している。
条件Ax〜Jxのそれぞれは、基本的には図8〜図17に示したテーブルA〜Jに示されるインバータの出力電圧Va、VbおよびVcの電圧比と同じであるが、上述したように出力電圧VcおよびVbによって構成される電圧波形の凹凸を滑らかにするという観点から、出力電圧Vaについては1以上としている。
【0059】
上述したように、電力バッファ装置90を採用することで出力平滑フィルタの容量を小さくすることができで、コストを低減できるとともに、3相インバータのスイッチングの回数を大幅に低減できるので、電力損失が低減し、冷却装置も小型化できる。
【0060】
しかしながら、電力バッファ装置90は、図3および図5に示した電力バッファ装置70および80のインバータ部分を改良して効率化を図るものであり、ある程度は効率化を達成できるものの、2つの電力貯蔵ユニット4および7を結合するためのチョッパ回路が必要であり、チョッパ回路での電力損失は電力バッファ装置全体の電力効率を低下させる可能性がある。
【0061】
<実施の形態>
上記認識に基づき、発明者等はチョッパ回路を必要とせず、電力効率をさらに向上させた電力バッファ装置に想到した。以下、本発明に係る電力バッファ装置の実施の形態について説明する。
【0062】
<A.装置構成>
<A−1.全体構成>
図20は本発明に係る実施の形態の電力バッファ装置100の全体構成を説明するブロック図である。
【0063】
電力バッファ装置100は、高インピーダンスで大容量かつ単位容量当たりの充放電電流が小さなバッテリーで構成される電力貯蔵ユニット4(第1の電力貯蔵ユニット)と、低インピーダンスで低容量かつ単位容量当たりの充放電電流が大きなキャパシタあるいはバッテリーで構成される電力貯蔵ユニット7(第2の電力貯蔵ユニット)とを有している点で、図3、図5および図6にそれぞれ示した電力バッファ装置70〜90と共通するが、電力バッファ装置100においては、3相インバータ5A(多相インバータ)の直流部には電力貯蔵ユニット4のみが接続され、電力貯蔵ユニット7は接続されていない。
【0064】
そして、3相インバータ5Aの出力線Uには単相インバータ31および41が順に直列に接続され、出力線Vには単相インバータ32および42が順に直列に接続され、出力線Wには単相インバータ33および43が順に直列に接続され、単相インバータ31〜33および41〜43の直流部には、個々に電力貯蔵ユニット7が接続されている。
【0065】
平滑フィルタ6Aは、単相インバータ41〜43のそれぞれの出力線に介挿されたインダクタ61A、62Aおよび63Aと、単相インバータ41の出力線と単相インバータ42の出力線との間、単相インバータ42の出力線と単相インバータ43の出力線との間、および単相インバータ41の出力線と単相インバータ43の出力線との間にそれぞれ介挿された、キャパシタ64A、65Aおよび66Aとを有している。なお、3相インバータ5A、単相インバータ31〜33および41〜43のそれぞれは、制御回路10によって動作を制御されている。
【0066】
このような構成を採用することで、図2に示した特性A2のように、変動ピークが小さく、変動が長期に渡る電力変動に対しては、電力貯蔵ユニット4の出力を3相インバータ5の直流部に供給することで抑制できる。また、特性A1のように、変動ピークが大きく、変動が短時間で終わる電力変動に対しては、電力貯蔵ユニット7の出力を単相インバータ31〜33および41〜43の直流部に供給することで変動を抑制できる。
【0067】
なお、各単相インバータ側の直流部は互いに電気的に絶縁されている必要があるため、図20に示す電力バッファ装置100の構成では計6個の電力貯蔵ユニット7を要する。
【0068】
<A−2.3相インバータ構成例>
ここで、3相インバータ5Aの構成の一例を図21に示す。
図21に示すように3相インバータ5Aは3レベルインバータであり、各相4個ずつ、計12個のトランジスタを有している。
【0069】
すなわち、U、VおよびWの各相においては、電力貯蔵ユニット4のアノードおよびカソードにそれぞれ接続される電力線PLおよびNLの間に、トランジスタQ11、Q12、Q21およびQ22が直列に接続され、それぞれのトランジスタには、ダイオードD11、D12、D21およびD22が逆並列に接続された構成を有している。なお、各相における出力ノードはトランジスタQ11およびQ21の接続ノードである。
【0070】
そして、トランジスタQ11およびQ12の接続ノードにカソードが接続されたダイオードD31と、トランジスタQ21およびQ22の接続ノードにアノードが接続されたダイオードD32とが直列に接続されている。
【0071】
また、電力線PLおよびNLの間には、直列に接続されたキャパシタC11およびC12が配設され、各相におけるダイオードD31およびD32の接続ノードは、共通してキャパシタC11およびC12の接続ノードに接続されている。
【0072】
このような3レベルインバータを使用することで、1つの半導体素子に印加される電圧を電源電圧の半分に抑えることができる。
【0073】
また、3相インバータ5Aの代わりに、図22に示す3相インバータ5Bを使用しても良い。
【0074】
図22に示すように3相インバータ5Bは2レベルインバータであり、各相2個ずつ、計6個のトランジスタを有している。
【0075】
すなわち、U、VおよびWの各相においては、電力貯蔵ユニット4のアノードおよびカソードにそれぞれ接続される電力線PLおよびNLの間に、トランジスタQ31およびQ32が直列に接続され、それぞれのトランジスタには、ダイオードD31およびD32が逆並列に接続された構成を有している。なお、各相における出力ノードはトランジスタQ31およびQ32の接続ノードである。
【0076】
このような2レベルインバータを使用することで、相電圧出力はPWM制御されたものとなるが、単相インバータと組み合わせることで、正弦波に近似した波形を得ることができる。
【0077】
また、3相インバータ5Aの代わりに、図23に示す3相インバータ5Cを使用しても良い。
【0078】
図23に示すように3相インバータ5Cは、電源が個々に独立した3つの単相インバータIV1、IV2およびIV3をスター結線して得られる3レベルインバータであり、各相4個ずつ、計12個のトランジスタを有している。
【0079】
すなわち、U、VおよびWに対応する単相インバータIV1、IV2およびIV3のそれぞれにおいては、電力貯蔵ユニット4Aのアノードおよびカソードにそれぞれ接続される電力線PLおよびNLの間に、トランジスタQ41およびQ42が直列に接続されるとともに、これと平行にトランジスタQ51およびQ52が直列に接続されている。そして、それぞれのトランジスタには、ダイオードD41およびD42、ダイオードD51およびD52が逆並列に接続された構成を有している。なお、各相における出力ノードはトランジスタQ41およびQ42の接続ノードである。
【0080】
そして、各相のトランジスタQ51およびQ52の接続ノードは共通に接続され、3つの単相インバータがスター結線された構成となっている。
【0081】
このような構成においては、互いに電気的に絶縁された電力貯蔵ユニット4Aが必要となるが、個々の電力貯蔵ユニット4Aは電力容量が小さくて済むので、小型化できる。
【0082】
また、3相インバータ5Aの代わりに、図24に示す3相インバータ5Dを使用しても良い。
【0083】
図24に示すように3相インバータ5Dは、電源が個々に独立した3つの単相インバータIV1、IV2およびIV3をデルタ結線して得られる3レベルインバータであり、各相4個ずつ、計12個のトランジスタを有している。
【0084】
すなわち、U、VおよびWに対応する単相インバータIV1、IV2およびIV3のそれぞれにおいては、電力貯蔵ユニット4Aのアノードおよびカソードにそれぞれ接続される電力線PLおよびNLの間に、トランジスタQ41およびQ42が直列に接続されるとともに、これと平行にトランジスタQ51およびQ52が直列に接続されている。そして、それぞれのトランジスタには、ダイオードD41およびD42、ダイオードD51およびD52が逆並列に接続された構成を有している。
【0085】
なお、各相における出力ノードはトランジスタQ51およびQ52の接続ノードであるが、U相の出力ノードには、W相のトランジスタQ41およびQ42の接続ノードが接続され、V相の出力ノードには、U相のトランジスタQ41およびQ42の接続ノードが接続され、W相の出力ノードには、V相のトランジスタQ41およびQ42の接続ノードが接続されて、3つの単相インバータがデルタ結線された構成となっている。
【0086】
このような構成においては、互いに電気的に絶縁された電力貯蔵ユニット4Aが必要となるが、個々の電力貯蔵ユニット4Aは電力容量が小さくて済むので、小型化できる。
【0087】
また、3相インバータ5Aの代わりに、図25に示す3相インバータ5Eを使用しても良い。
【0088】
図25に示すように3相インバータ5Eは、電源が個々に独立した2つの単相インバータIV11およびIV12をV結線して得られる3レベルインバータであり、各インバータに4個ずつ、計8個のトランジスタを有している。
【0089】
すなわち、各単相インバータにおいては、電力貯蔵ユニット4Aのアノードおよびカソードにそれぞれ接続される電力線PLおよびNLの間に、トランジスタQ61およびQ62が直列に接続されるとともに、これと平行にトランジスタQ71およびQ72が直列に接続されている。そして、それぞれのトランジスタには、ダイオードD61およびD62、ダイオードD71およびD72が逆並列に接続された構成を有している。
【0090】
U相の出力ノードは、インバータIV11のトランジスタQ71およびQ72の接続ノードであり、W相の出力ノードは、インバータIV12のトランジスタQ61およびQ62の接続ノードであり、インバータIV11のトランジスタQ61およびQ62の接続ノードと、インバータIV12のトランジスタQ71およびQ72の接続ノードとが共通に接続されてV相の出力ノードとなっている。
【0091】
このような構成においては、互いに電気的に絶縁された電力貯蔵ユニット4Aが必要となるが、個々の電力貯蔵ユニット4Aは電力容量が小さくて済むので、小型化できる。
【0092】
以上説明した3相インバータ5C、5Dおよび5Eにおいては、高インピーダンスの大容量バッテリーが複数個必要となり、図20に示した電力バッファ装置100とは、構成が若干異なることになる。
【0093】
そこで、図26には3相インバータ5Cを使用する電力バッファ装置100Aの構成を示す。なお、図20に示す電力バッファ装置100と同一の構成については同一の符号を付し、重複する説明は省略する。
【0094】
図26に示す電力バッファ装置100Aにおいては、3相インバータ5Cを構成する単相インバータIV1、IV2およびIV3のそれぞれの直流部には電力貯蔵ユニット4Aが接続されている。
【0095】
<B.装置動作>
次に、図20に示した電力バッファ装置100の動作について説明する。
電力バッファ装置100の基本的な動作は、電力系統PWLの電圧と電力バッファ装置100の出力電圧との差の電圧が平滑フィルタ6Aに印加され、電力系統PWLの電圧が低い場合には、電力バッファ装置100から電流が電力系統PWLに供給される。電流を電力系統PWLに供給する際には電力貯蔵ユニット4および7に充電された電力を消費して分散電源の発電電力の不足分を補償する。
【0096】
逆に電力系統PWLの電圧が高い場合には、電力系統PWLから電流が電力バッファ装置100供給される。この場合には、分散電源の発電電力の余剰電力が電力貯蔵ユニット4および7の充電に使用される。なお、電力バッファ装置100の出力の電流波形は、高調波成分が極力少ない正弦波状のものが望ましい。
【0097】
ここで、説明を簡単にするために平滑フィルタ6Aの容量は充分に小さく、系統電圧にほぼ等しい電圧を電力バッファ装置100が出力するものと仮定する。
【0098】
以下、動作説明のための電力制御パターンの一例として、図27に示すような電力制御パターンを電力系統PWLに供給するものとする。
【0099】
図27において、長時間の電力変動に幅は±500kW以下であり、短時間の電力変動の幅も±500kW以下であると仮定する。なお、図27は電力系統PWLの電力変動に対して、それを抑制するように動作する電力制御パターンであり、電力系統PWLの電力変動パターンは、図27のパターンを反転させたものに相当する。
【0100】
図27においては、電力制御パターンを領域A〜Eの5つに分類している。
すなわち、領域Aは長時間の電力変動および短時間の電力変動が独立して存在し、ともに抑制すべき電力変動は500kW以下の領域である。また、領域BおよびDは、長時間の電力変動に短時間の負極性の電力変動が重畳された領域であり、領域Cは、長時間の電力変動に短時間の正極性の電力変動が重畳された領域である。そして、領域Eは、長時間の電力変動のみが存在する領域である。
【0101】
<B−1.領域Aでの変動抑制>
図28(a)、(b)および図29(a)、(b)は、図27に示す領域Aの電力制御パターンに相当する電力バッファ装置100の出力波形を示している。
【0102】
図28(a)に示す制御パターンP1において、3相インバータ5Aの相電圧出力は電力バッファ装置100の出力波形の半周期について、当該半周期分の正弦波の一部を包含する1パルスを出力する。そして、単相インバータ31〜33および41〜43の組み合わせは、正弦波の立ち上がり、立ち下がり部分で正の電圧、中央部分で負の電圧とを発生し、正弦波電流との演算によるトータル電力量がゼロとなるように制御回路10によって制御されている。なお、単相インバータ31〜33および41〜43の出力と3相インバータ5Aが出力する1パルスと合わせることで、電力系統の電圧波形との電圧差を解消して電力系統の電圧波形に近似するように制御されている。
【0103】
すなわち、単相インバータ31〜33および41〜43は、3相インバータ5Aが出力する1パルスに対応する位置に、当該1パルスとは反対の極性の電圧パターンを形成し、当該電圧パターンは、電力系統の電圧波形と3相インバータ5Aが出力する1パルスとの電圧差を解消するとともに、正弦波の立ち上がり、立ち下がり部分の電力を打ち消すように設定されている。
【0104】
単相インバータの電力量の制御は、3相インバータの1パルスの出力幅で行うことができる。また、電力系統へ供給する電流の大きさは、電力バッファ装置100の出力電圧の大きさを調整することで制御できる。
【0105】
なお、電力バッファ装置100の出力動作は、図7(a)〜(d)を用いて説明した電力バッファ装置90の出力動作と同じであり、図7(a)に示す出力電圧Vucが、図28(a)における3相インバータ5Aの出力電圧に対応し、図7(b)、(c)に示した、出力電圧VubおよびVuaが、単相インバータ31〜33および41〜43の組み合わせによる出力電圧に対応する。
【0106】
図7(a)〜(d)と異なるのは、3相インバータ5Aにおいては、出力パルスのパルス幅およびパルス高さが、正弦波状の系統電圧波形の半周期のうち一部分あるいは半周期の全部を包含するように設定されているので、系統電圧との差の分を単相インバータ31〜33および41〜43による負極性の出力電圧としてキャンセルすることで、電力系統の電圧波形に近似するように構成されている点である。
【0107】
ここで、単相インバータ31〜33および41〜43の組み合わせによる出力電圧は、PWM制御などを併用した高精度の電圧であり、ここでは、平滑フィルタ6Aで平滑された後の波形イメージを示している。
【0108】
また、図28(b)に示す制御パターンP11は、出力電流が系統電圧に対して負の場合の出力波形を示しており、電力貯蔵ユニット4に電力系統PWLから余剰電力を充電している場合のパターンである。なお、出力電流の極性が反転しているだけで、その他は図28(a)に示す制御パターンP1と同様である。
【0109】
図27において領域Aは抑制すべき電力変動が500kW以下であるため、高インピーダンスで大容量のバッテリーで構成される電力貯蔵ユニット4が接続されている3相インバータ5Aによって電力変動の抑制を行う。
【0110】
この理由は、領域Aの変動抑制に小容量の低インピーダンスキャパシタもしくは低インピーダンスバッテリーで構成される電力貯蔵ユニット7が接続されている単相インバータ31〜33および41〜43により電力を供給すると、電力貯蔵ユニット7では容量が小さく、充分な電力供給ができない可能性があるだけでなく、電力貯蔵ユニット7の蓄電量が不足している状態で、図27に示す波形Qのような1MWのピークを有する突発的な変動抑制が発生した場合に対応できなくなるからである。
【0111】
また、図29(a)、(b)に示す制御パターンP2およびP12は、図28(a)、(b)に示す制御パターンP1およびP11と同様であるが、制御パターンP2およびP12は、図27に示す波形Pのように、長時間の電力変動がなく短時間の電力変動(±500kW以下)のみが発生する場合に使用する。
【0112】
この理由は、電力貯蔵ユニット7が接続されている単相インバータ31〜33および41〜43により電力を供給すると、電力貯蔵ユニット7の蓄電量が不足している状態で、図27に示す波形Qのような1MWのピークを有する突発的な変動が発生した場合に対応できなくなるからである。
【0113】
以上説明したように、制御パターンP1、P11、P2およびP12は、長時間の電力変動と、短時間の電力変動とが独立して発生することが考えられる場合で、かつ電力変動が所定値以下、ここでは500kW以下の場合の抑制に有効である。
【0114】
<B−2.領域BおよびDでの変動抑制>
図27に示す領域BおよびDは、500kWの長時間の変動に500kWの短時間の負極性の変動が重畳している場合の電力制御パターンを示しており、1MWの電力を供給する必要があるため、3相インバータ5Aおよび単相インバータ31〜33および41〜43から電力を供給する。
【0115】
図30(a)、(b)は、図27に示す領域BおよびDの電力制御パターンに相当する電力バッファ装置100の出力パターンを示している。
【0116】
図30(a)に示す制御パターンP3において、3相インバータ5Aの相電圧出力は1パルスの電圧を出力するが、そのパルス幅は図28(a)に示す制御パターンP1よりも狭くなっている。一方、単相インバータ31〜33および41〜43の出力は、正弦波の立ち上がり、立ち下がり部分で出力する時間が長いため、合計の電力量はゼロではなく、3相インバータ5Aと同様に正の値となる。従って、このパターンでは単相インバータ31〜33および41〜43は、領域BおよびDにおける短時間の電力変動の抑制を担っていることとなり、単相インバータ31〜33および41〜43に接続される電力貯蔵ユニット7のエネルギーは減少することとなる。
【0117】
ここで、電力系統PWLに供給する電流の値が2倍になるように制御すればトータルの電力量は1MWとなり、また1パルスのパルス幅およびパルス高さを調整することにより、単相インバータと3相インバータとの電力の比を定めることができる。なお、図30(a)、(b)に示す例では、単相インバータ31〜33および41〜43の出力電力のトータルと3相インバータ5Aの出力電力とが同じになるように1パルスのパルス幅をおよびパルス高さが設定されている。
【0118】
また、図30(b)に示す制御パターンP13は、出力電流が系統電圧に対して負の場合の出力波形を示しており、電力貯蔵ユニット4および7の両方に電力系統PWLから余剰電力を充電する場合のパターンである。
【0119】
以上説明したように、制御パターンP1およびP3は、長時間の電力変動に短時間の電力変動が重畳して発生することが考えられる場合で、かつ電力変動が所定値を越える場合、ここでは500kWを越える場合の抑制に有効である。
【0120】
<B−3.領域Cでの変動抑制>
図27に示す領域Cは、500kWの長時間の変動に短時間でかつ正極性の電力変動が重畳している場合の電力制御パターンを示している。そして、領域Bにおける正極性の制御パターンの後に連続しているので、領域Bの制御パターンの生成のために、電力貯蔵ユニット7のエネルギーが減少しているので、長時間の電力変動を抑制する動作を維持しつつ、短時間の電力変動を抑制するために使用する電力貯蔵ユニット7を充電する。そうでないと、次の領域Dで再び高い電力を出力できなくなるからである。
【0121】
このため、領域Cでは3相インバータ5Aは正極性の電力を供給し、単相インバータ31〜33および41〜43は負極性の電力を供給することになる。これに対応する制御パターンを、図31(a)、(b)、図32(a)、(b)および図33(a)、(b)に示す。
【0122】
図31(a)に示す制御パターンP4は、3相インバータ5Aの出力する1パルスの幅を、図28(a)に示した制御パターンP1よりも広げ、正弦波の半周期100%分の長さ相当するパルス幅とし、出力波形の半周期分を包含するようにパルス幅およびパルス高さが設定されている。
【0123】
このようなパターンを採用する場合、単相インバータ31〜33および41〜43の出力は電流に対して逆極性の電圧を発生する時間が長くなるため、3相インバータ5Aが正極性の電力、単相インバータ31〜33および41〜43が負極性の電力を出力することができる。
【0124】
また、図31(b)に示す制御パターンP14は、出力電流が系統電圧に対して負の場合の出力波形を示しており、電力貯蔵ユニット4に電力系統PWLから余剰電力を充電している場合のパターンである。なお、出力電流の極性が反転しているだけで、その他は図31(a)に示す制御パターンP4と同様である。
【0125】
図31(a)に示す制御パターンP4の場合、3相インバータ5Aの出力する1パルスの幅を正弦波の半周期100%に広げても、3相インバータ5Aの出力電力と単相インバータ31〜33および41〜43の出力電力との比には限界があり、制御パターンP4のような波形条件(3相インバータの出力電圧ピークと系統電圧のピークが一致する条件)においては、その比は矩形波の面積と正弦波の面積から1:(1−2/π)となり最大でも1:0.36程度である。従って、長時間の変動を制御するための3相インバータ5Aの出力電力が500kWであるのに対し、短時間の変動を制御するための単相インバータ31〜33および41〜43の出力電力は−180kW程度である。
【0126】
従って、図27に示す領域Cのように、500kWの長時間の変動に短時間の正極性の電力変動が重畳している場合には、単相インバータ31〜33および41〜43による負極性の出力電力をより大きくすることが望ましい。
【0127】
3相インバータ5Aの出力電力に対する単相インバータ31〜33および41〜43の出力電力の比をより大きくするには、図32(a)、(b)に示す制御パターンP5およびP15が有効である。
【0128】
図32(a)に示す制御パターンP5においては、出力電流が系統電圧に対して90度ずれるように制御されているので、電力系統PWLに供給する電力は全て無効電力となりトータルの有効電力はゼロである。
【0129】
そして、系統電圧の正弦波の前半部分では単相インバータ31〜33および41〜43が電圧出力を担い、後半部分では3相インバータ5Aは1パルスを出力し、単相インバータ31〜33および41〜43は逆極性の電圧を出力している。すなわち、単相インバータ31〜33および41〜43は、系統電圧の正弦波の前半部分を構成する電圧パターンを出力するとともに、系統電圧の正弦波の後半部分では、3相インバータ5Aが出力する1パルスに対応する位置に、当該1パルスとは反対の極性の電圧パターンを形成し、当該電圧パターンは、電力系統の電圧波形と3相インバータ5Aが出力する1パルスとの電圧差を解消する電圧パターンを出力している。
【0130】
このようなパターンを採用する場合、単相インバータ31〜33および41〜43は電圧と電流との積が何れの時刻でも負となり、3相インバータ5Aは電圧と電流との積が正となる。
【0131】
また、トータルの電力がゼロであるということは、単相インバータ31〜33および41〜43と3相インバータ5Aとの電力は極性が反対で、絶対値は同じということになる。すなわち、3相インバータ5Aの出力電力と単相インバータ31〜33および41〜43の出力電力との比は1:1ということになる。従って、長時間の変動を制御するための3相インバータ5Aの出力電力が500kWであるのに対し、短時間の変動を制御するための単相インバータ31〜33および41〜43の出力電力は−500kWとなり、電力バッファ装置100全体での出力の収支はゼロとなる。
【0132】
このような制御パターンP5を用いることで、領域Cにおいて、トータル電力がゼロでありながら小容量の低インピーダンスキャパシタもしくは低インピーダンスバッテリーで構成される電力貯蔵ユニット7を充電することが可能となる。
【0133】
なお、図32(b)に示す制御パターンP15は、出力電流が系統電圧に対して負の場合の出力波形を示しており、電力貯蔵ユニット4に電力系統PWLから余剰電力を充電している場合のパターンである。なお、出力電流の極性が反転しているだけで、その他は図32(a)に示す制御パターンP5と同様である。
【0134】
出力電流が系統電圧に対して90度ずれるように制御することでトータルの有効電力をゼロとする制御パターンとしては、図33(a)、(b)に示す制御パターンP6およびP16も考えられる。
【0135】
図33(a)に示す制御パターンP6においても、出力電流が系統電圧に対して90度ずれるように制御されているので、電力系統PWLに供給する電力は全て無効電力となりトータルの有効電力はゼロである。
【0136】
そして、3相インバータ5Aが出力する1パルスのパルス幅およびパルス高さは、図32(a)に示した制御パターンP5よりも広く、系統電圧の正弦波の半周期の半分以上を包含している。
【0137】
このため、3相インバータ5Aが出力するパルスのうち、正弦波の前半部分に対応する領域は出力電流が負極性であり、この領域での3相インバータ5Aの出力電力は負極性となる。従って、この負極性の出力電力分だけ3相インバータ5Aのトータル電力は図32(a)に示した制御パターンP5よりも小さくなる。従って、長時間の変動を制御するための3相インバータ5Aの出力電力が300kWであるのに対し、短時間の変動を制御するための単相インバータ31〜33および41〜43の出力電力は−300kWとなり、電力バッファ装置100全体での出力の収支はゼロとなる。
【0138】
また、単相インバータ31〜33および41〜43が電圧出力を担うのは、系統電圧の正弦波の前半部分の半分以下であるので、単相インバータ31〜33および41〜43のトータル電力は図32(a)に示した制御パターンP5よりも小さくなる。
【0139】
さらに、3相インバータ5Aがパルスを出力すると同時に、単相インバータ31〜33および41〜43は負極性の電圧を出力し、その状態は位相90度まで続く。この負極性の電圧を維持している領域では電流も負極性であるため、単相インバータ31〜33および41〜43の出力電力は正極性となる。このため、単相インバータ31〜33および41〜43の出力のうち、この負極性の出力電力分だけトータル電力が小さくなる。
【0140】
このような制御パターンP6を用いることで、領域Cにおいて、トータル電力がゼロでありながら小容量の低インピーダンスキャパシタもしくは低インピーダンスバッテリーで構成される電力貯蔵ユニット7を充電することが可能となる。
【0141】
なお、図33(b)に示す制御パターンP16は、出力電流が系統電圧に対して負の場合の出力波形を示しており、電力貯蔵ユニット4に電力系統PWLから余剰電力を充電している場合のパターンである。なお、出力電流の極性が反転しているだけで、その他は図33(a)に示す制御パターンP5と同様である。
【0142】
出力電流が系統電圧に対して90度ずれるように制御することでトータルの有効電力をゼロとする制御パターンとしては、図34(a)、(b)に示す制御パターンP7およびP17も考えられる。
【0143】
図34(a)、(b)に示す制御パターンP7およびP17においては、3相インバータ5Aの出力パターンおよび単相インバータ31〜33および41〜43の出力パターンは、図33(a)、(b)に示す制御パターンP6およびP16と同じである。
【0144】
しかし、制御パターンP7およびP17においては、系統電圧と同相の有効電流成分と系統電圧に対して90度ずれた無効電流成分とを合成した電流を流している。なお、図34(a)、(b)においては有効電流成分と無効電流成分とを合成した電流の代わりに有効電流成分および無効電流を示している。
【0145】
この場合、無効電流成分は電力貯蔵ユニット4および7に対する充電に寄与し、有効電流成分は電力系統PWLへの電力の供給に寄与する。
【0146】
従って、両者を混合した電力の比は、例えば3相インバータ5Aの出力電力が700kW(あるいは−700kW)、単相インバータ31〜33および41〜43の出力電力が−200kW(あるいは200kW)となるように、トータル電力が正極性または負極性の電力となる条件で、2つのインバータの電力の極性を反対にすることが可能である。
【0147】
<C.効果>
以上説明したように、図20に示した電力バッファ装置100を用いることで、3相インバータのスイッチングを1パルス化できるため、スイッチング損失を大幅に低減することが可能となる。
【0148】
また、3相インバータと単相インバータとを組み合わせて使用することで、系統電圧の正弦波に近似した高精度の電圧波形を生成することができ、平滑フィルタ6Aの容量を大幅に低減することができる。
【0149】
また、電力貯蔵ユニット4および7を、それぞれ3相インバータ5Aの直流源および単相インバータ31〜33および41〜43の直流源として使用し、3相インバータと単相インバータとの出力の組み合わせパターンを調整することで2種類の電力貯蔵ユニットからの電力負担量を任意に設定することが可能となるため、チョッパ回路が不要となり、装置の低コスト化、低損失化を図ることができる。
【0150】
なお、以上の説明においては、電力系統が3相であるものとして説明し、多相インバータとして3相インバータを使用する例を示したが、本発明の適用はこれに限定されるものではなく、3相よりも多くの相を有する電力系統に対しても適用可能であるし、また電力系統が2相である場合にも本発明は適用可能であることは言うまでもなく、その場合には3相インバータの代わりに2相インバータを用いれば良い。
【0151】
また、以上の説明では多相インバータの出力部の各相ごとに電力系統との間でそれぞれ同数の単相インバータを配設する構成を示したが、これに限定されるものではなく、多相インバータの出力部の各相ごとに電力系統との間で単相インバータの配設個数が異なる構成であっても良い。
【0152】
また、以上の説明では多相インバータの出力部の各相ごとに電力系統との間でそれぞれ複数の単相インバータを配設する構成を示したが、これに限定されるものではなく、多相インバータの出力部の各相ごとに電力系統との間に1つの単相インバータを配設した構成であっても本発明の実現は可能であり、多相インバータの出力部の各相ごとに電力系統との間に1つ以上の単相インバータを有していれば良い。
【図面の簡単な説明】
【0153】
【図1】太陽光発電装置の出力特性を示す図である。
【図2】太陽光発電装置の出力特性をパターン化した図である。
【図3】本発明に至る第1のステップの電力バッファ装置の構成例を示すブロック図である。
【図4】本発明に至る第1のステップの電力バッファ装置の動作を模式的に説明する図である。
【図5】本発明に至る第1のステップの電力バッファ装置の他の構成例を示すブロック図である。
【図6】本発明に至る第2のステップの電力バッファ装置の構成例を示すブロック図である。
【図7】本発明に至る第2のステップの電力バッファ装置の動作を模式的に説明する図である。
【図8】3相インバータおよび単相インバータを直列に接続した場合の、各出力電圧の電圧比と最終出力電圧との関係を示す図である。
【図9】3相インバータおよび単相インバータを直列に接続した場合の、各出力電圧の電圧比と最終出力電圧との関係を示す図である。
【図10】3相インバータおよび単相インバータを直列に接続した場合の、各出力電圧の電圧比と最終出力電圧との関係を示す図である。
【図11】3相インバータおよび単相インバータを直列に接続した場合の、各出力電圧の電圧比と最終出力電圧との関係を示す図である。
【図12】3相インバータおよび単相インバータを直列に接続した場合の、各出力電圧の電圧比と最終出力電圧との関係を示す図である。
【図13】3相インバータおよび単相インバータを直列に接続した場合の、各出力電圧の電圧比と最終出力電圧との関係を示す図である。
【図14】3相インバータおよび単相インバータを直列に接続した場合の、各出力電圧の電圧比と最終出力電圧との関係を示す図である。
【図15】3相インバータおよび単相インバータを直列に接続した場合の、各出力電圧の電圧比と最終出力電圧との関係を示す図である。
【図16】3相インバータおよび単相インバータを直列に接続した場合の、各出力電圧の電圧比と最終出力電圧との関係を示す図である。
【図17】3相インバータおよび単相インバータを直列に接続した場合の、各出力電圧の電圧比と最終出力電圧との関係を示す図である。
【図18】PWM制御を併用した場合の効果を模式的に説明する図である。
【図19】PWM制御を併用する場合の電圧比の条件を示す図である。
【図20】本発明に係る実施の形態の電力バッファ装置の構成例を説明するブロック図である。
【図21】3相インバータの構成例を説明する図である。
【図22】3相インバータの構成例を説明する図である。
【図23】3相インバータの構成例を説明する図である。
【図24】3相インバータの構成例を説明する図である。
【図25】3相インバータの構成例を説明する図である。
【図26】本発明に係る実施の形態の電力バッファ装置の他の構成例を説明するブロック図である。
【図27】電力制御パターンの一例を示す図である。
【図28】本発明に係る実施の形態の電力バッファ装置の出力波形を示す図である。
【図29】本発明に係る実施の形態の電力バッファ装置の出力波形を示す図である。
【図30】本発明に係る実施の形態の電力バッファ装置の出力波形を示す図である。
【図31】本発明に係る実施の形態の電力バッファ装置の出力波形を示す図である。
【図32】本発明に係る実施の形態の電力バッファ装置の出力波形を示す図である。
【図33】本発明に係る実施の形態の電力バッファ装置の出力波形を示す図である。
【図34】本発明に係る実施の形態の電力バッファ装置の出力波形を示す図である。
【符号の説明】
【0154】
4,7 電力貯蔵ユニット、5A 3相インバータ、31〜33,41〜43 単相インバータ、PWL 電力系統。




 

 


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