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発明の名称 モータ制御装置
発行国 日本国特許庁(JP)
公報種別 公開特許公報(A)
公開番号 特開2007−104860(P2007−104860A)
公開日 平成19年4月19日(2007.4.19)
出願番号 特願2005−294809(P2005−294809)
出願日 平成17年10月7日(2005.10.7)
代理人 【識別番号】100097445
【弁理士】
【氏名又は名称】岩橋 文雄
発明者 東 光英
要約 課題
運転性能を向上したモータ制御装置を提供する。

解決手段
スイッチング素子により直流電圧をPWM信号に基づき交流電圧に変換し3相ブラシレスDCモータ7に供給する直流交流変換手段6と、ブラシレスDCモータの誘起電圧を検出する誘起電圧検出手段1と、誘起電圧からブラシレスDCモータの磁極位置を検出する磁極位置検出手段2と、磁極位置検出手段から出力される磁極位置に基づいて電圧波形を出力する電圧制御手段3と、電圧波形をPWM信号に変換するPWM制御手段5と、誘起電圧に含まれる回生電圧を検出する回生電圧検出手段8と、回生検出動作が所定時間継続した場合、回生電圧検出手段に直流電圧の再取込指令を複数回出力し再取込指令時間間隔が直流電流に関係する物理量に基づいて設定されるVDC再取込設定手段40とを備え、回生電圧検出手段は該指令に基づいて直流電圧の再取込を行う。
特許請求の範囲
【請求項1】
スイッチング素子を複数個含み該スイッチング素子の開閉により直流電圧をPWM信号に基づき交流電圧に変換し3相ブラシレスDCモータに供給する直流交流変換手段と、前記ブラシレスDCモータの誘起電圧を検出する誘起電圧検出手段と、該誘起電圧から前記ブラシレスDCモータの磁極位置を検出する磁極位置検出手段と、該磁極位置検出手段から出力される磁極位置に基づいて電圧波形を出力する電圧制御手段と、該電圧波形を前記PWM信号に変換するPWM制御手段とを有するモータ制御装置において、
前記誘起電圧に含まれる回生電圧を検出する回生電圧検出手段と、検出された該回生電圧と前記誘起電圧とに基づいて前記磁極位置を判定する磁極位置検出手段とを有し、回生電圧検出手段の回生検出動作が所定時間継続した場合、該回生電圧検出手段に直流電圧の再取込指令を複数回出力し該再取込指令時間間隔が直流電流に関係する物理量に基づいて設定されるVDC再取込設定手段とを備え、前記回生電圧検出手段は該再取込指令に基づいて直流電圧の再取込を行うことを特徴とするモータ制御装置。
【請求項2】
上記VDC再取込設定手段は、直流電流変化率が大きい場合には上記再取込指令時間間隔を短くし、直流電流変化率が小さい場合には上記再取込指令時間間隔を長くすることを特徴とする請求項1記載のモータ制御装置。
【請求項3】
上記再取込指令時間間隔は、直流電流変化率の1次関数式とすることを特徴とする請求項2記載のモータ制御装置。
【請求項4】
上記直流電流変化率の1次関数式は、上限値および下限値を持つことを特徴とする請求項3記載のモータ制御装置。
【請求項5】
上記VDC再取込設定手段は、直流電流リプル率が大きい場合には上記再取込指令時間間隔を短くし、直流電流リプル率が小さい場合には上記再取込指令時間間隔を長くすることを特徴とする請求項1記載のモータ制御装置。
【請求項6】
上記再取込指令時間間隔は、直流電流リプル率の1次関数式とすることを特徴とする請求項5記載のモータ制御装置。
【請求項7】
上記直流電流リプル率の1次関数式は、上限値および下限値を持つことを特徴とする請求項6記載のモータ制御装置。
【請求項8】
上記VDC再取込設定手段は、直流電流平均値が大きい場合には上記再取込指令時間間隔を短くし、直流電流平均値が小さい場合には上記再取込指令時間間隔を長くすることを特徴とする請求項1記載のモータ制御装置。
【請求項9】
上記再取込指令時間間隔は、直流電流平均値の1次関数式とすることを特徴とする請求項8記載のモータ制御装置。
【請求項10】
上記直流電流平均値の1次関数式は、上限値および下限値を持つことを特徴とする請求項9記載のモータ制御装置。
発明の詳細な説明
【技術分野】
【0001】
本発明は、ブラシレスDCモータを周波数制御するモータ制御装置に関するものである。
【背景技術】
【0002】
ブラシレスDCモータを回転数制御するモータ制御装置として、従来より120゜通電制御の方式と、正弦波180゜通電制御がある。120゜通電制御方式の特許としては、特許文献1がある。180゜通電制御では、特許文献2、特許文献3がある。
(特許文献1)特許第2642357号公報
(特許文献2)特開平7−245982号公報
(特許文献3)特開平7−337079号公報
120゜通電方式は、上記特許は誘起電圧のゼロクロス信号を直接検出する方式であり、それを検出するために、インバータ相電圧と基準電圧との比較を行って得られるものである。このゼロクロス信号に基づいて、転流信号を変化させている。このゼロクロス信号は、モータ1回転中に12回発生し、機械角30゜、すなわち電気角60゜毎に発生する。
【0003】
180゜通電方式は、上記特許はモータ巻線の中性点電位と、3相のインバータ出力電圧に対して3相Y結線した抵抗の中性点電位との差分電圧を増幅し、それを積分回路に入力し、その積分回路の出力信号と、その出力信号をフィルタ回路により処理し直流カットしたローパス信号との比較により、誘起電圧に対応する位置検出信号を得ている。この位置検出信号は、モータ1回転中に12回発生し、機械角30゜、すなわち電気角60゜毎に発生する。この方式においては、積分回路を通すため、位相補正制御が必要である。
【特許文献1】特許第2642357号公報
【特許文献2】特開平7−245982号公報
【特許文献3】特開平7−337079号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【0004】
従来の構成における課題を説明する。図7は従来のモータ制御装置の制御ブロック図である。この120゜通電方式は、誘起電圧部分のゼロクロスの比較を行っているため、モータ負荷急変・電源電圧急変の状態がおきると、誘起電圧のゼロクロス信号がインバータ出力電圧領域内に隠れてしまい、検出できなくなることがある。このような状態になると、まず脱調現象が発生し、インバータシステムが停止してしまう。また、120゜通電では、1相当たり誘起電圧が電気角60゜連続して確認できるのであるが、モータ運転時の音・振動を軽減しようとして、通電角を150゜程度に設定して運転させようとすると、1相当たり誘起電圧が電気角30゜分しか連続確認できず、通常の運転時においてもインバータ回生電圧の影響により脱調する危険性が増加し、また乱調等の不安定現象も発生し易くなる傾向があった。また、本構成では、180゜通電に近い運転はまず不可能であるという課題を有していた。図8(a)は120゜通電制御の相電流波形と誘起電圧波形との関係図である。通常運転時には誘起電圧10に対して相電流20の位置に設定し、最高回転数を増加させる場合には相電流20を進角させる必要があるが限界が早く、高速回転性能が劣る。
【0005】
図8(b)は180゜通電制御の相電流波形と誘起電圧波形との関係図である。180゜通電方式は、積分回路を通すため、誘起電圧のゼロクロス位置を絶対値での的確な把握ができず、また、運転状態によってはゼロクロス位置と位置検出信号の位相差が大きく変化するため、位相補正等の複雑な制御が必要となり、その位相補正調整が困難であったり、制御演算が複雑になる。また、モータに中性点出力端子が必要、誘起電圧波形の3次高調波成分を利用しているため正弦波着磁マグネットを使用したモータでは使用不可能とい
う課題を有していた。
【0006】
また、電流フィードバック方式によるセンサレス正弦波180゜通電駆動制御では、モータの磁極位置をモータ電流とモータ電気的定数とにより推定演算するため演算誤差が大きくなり、モータ電流の進角制御の限界点が早く、最高回転数も位置センサ付制御に対しどうしても遠く及ばない課題があった。
【0007】
本発明は、上記課題を解決すべくなされたものであり、その目的とするところは、機械的電磁ピックアップセンサの必要としない誘起電圧フィードバック制御の新方式により、位置センサ付正弦波180゜通電と同等レベルの高速性能を実現し、またどのような運転負荷領域においても脱調限界トルクを一層向上させ、さらには安価かつ信頼性の高いモータ制御装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【0008】
本発明は、スイッチング素子を複数個含み該スイッチング素子の開閉により直流電圧をPWM信号に基づき交流電圧に変換し3相ブラシレスDCモータに供給する直流交流変換手段と、前記ブラシレスDCモータの誘起電圧を検出する誘起電圧検出手段と、該誘起電圧から前記ブラシレスDCモータの磁極位置を検出する磁極位置検出手段と、該磁極位置検出手段から出力される磁極位置に基づいて電圧波形を出力する電圧制御手段と、該電圧波形を前記PWM信号に変換するPWM制御手段とを有するモータ制御装置において、
前記誘起電圧に含まれる回生電圧を検出する回生電圧検出手段と、検出された該回生電圧と前記誘起電圧とに基づいて前記磁極位置を判定する磁極位置検出手段とを有し、回生電圧検出手段の回生検出動作が所定時間継続した場合、該回生電圧検出手段に直流電圧の再取込指令を複数回出力し該再取込指令時間間隔が直流電流に関係する物理量に基づいて設定されるVDC再取込設定手段とを備え、前記回生電圧検出手段は該再取込指令に基づいて直流電圧の再取込を行う。
【0009】
また、上記VDC再取込設定手段は、直流電流変化率が大きい場合には上記再取込指令時間間隔を短くし、直流電流変化率が小さい場合には上記再取込指令時間間隔を長くする。
【0010】
また、上記再取込指令時間間隔は、直流電流変化率の1次関数式とする。
【0011】
また、上記直流電流変化率の1次関数式は、上限値および下限値を持つ。
【0012】
また、上記VDC再取込設定手段は、直流電流リプル率が大きい場合には上記再取込指令時間間隔を短くし、直流電流リプル率が小さい場合には上記再取込指令時間間隔を長くする。
【0013】
また、上記再取込指令時間間隔は、直流電流リプル率の1次関数式とする。
【0014】
また、上記直流電流リプル率の1次関数式は、上限値および下限値を持つ。
【0015】
また、上記VDC再取込設定手段は、直流電流平均値が大きい場合には上記再取込指令時間間隔を短くし、直流電流平均値が小さい場合には上記再取込指令時間間隔を長くする。
【0016】
また、上記再取込指令時間間隔は、直流電流平均値の1次関数式とする。
【0017】
また、上記直流電流平均値の1次関数式は、上限値および下限値を持つ。
【発明の効果】
【0018】
本発明によれば、直流電流が大きく変動する場合においても、回生電圧を正確に検出できるため誘起電圧誤検出を無くし、信頼性の高いモータ制御装置を構築できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【0019】
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、この実施の形態によって本発明が限定されるものではない。
【0020】
(実施の形態1)
以下、添付の図面を用いて、本発明に係るモータ制御装置の実施の形態を説明する。図1に本実施の形態のモータ制御装置の制御ブロック図を示す。本実施の形態のモータ制御装置は、3相ブラシレスDCモータ7を回転数制御するモータ制御装置を示している。この図において、モータ制御装置は、直流電圧4を交流電圧に変換し、3相ブラシレスDCモータ(以下、BLMと略)7に出力する直流交流変換手段6と、BLM7の誘起電圧を検出する誘起電圧検出手段1と、誘起電圧からブラシレスDCモータの磁極位置を検出する磁極位置検出手段2と、磁極位置検出手段2から出力される磁極位置に基づいて電圧波形を出力する電圧制御手段3と、電圧波形をPWM信号に変換するPWM制御手段5と、誘起電圧に含まれる回生電圧を検出する回生電圧検出手段8と、検出された回生電圧と誘起電圧とに基づいて磁極位置を判定する磁極位置検出手段2とを有する。
【0021】
PWM制御手段5は、BLM7を回転数制御するための印加電圧・周波数・位相を制御するPWM信号を出力する。直流交流変換手段6は、高速に開閉する6つのスイッチング素子(図2(a))から成り立っている。
【0022】
まず、図1において誘起電圧検出手段1と磁極位置検出手段2と電圧制御手段3、PWM制御手段5の役割について順次説明する。この部分は、図7の従来のモータ制御装置の制御ブロック図の働きと同様である。
【0023】
図1において、誘起電圧検出手段1は、BLM7の誘起電圧を降下させ、磁極位置検出手段2では誘起電圧ゼロクロス信号を検出し、誘起電圧ゼロクロス信号を磁極位置として電圧制御手段3に出力する。電圧制御手段3はその磁極位置に基づいて、BLM7を駆動させるための電圧波形を演算しそれをPWM制御手段5に出力する。電圧波形に基づきPWM制御手段5はPWM信号を直流交流変換手段6に出力する。このように構成されたモータ制御装置では、BLM7の回転数は、直流交流変換手段6から出力される交流電圧の周波数と位相(以下、『インバータ周波数』と称す)を変化させることにより制御される。
【0024】
120゜通電制御の場合、PWM制御手段5は、直流交流変換手段6のスイッチング素子を開閉する6通りのPWM信号を出力し、その6通りのPWM信号によりスイッチング素子が開閉されることにより、直流交流変換手段6から出力されるインバータ周波数が制御される。
【0025】
6通りのPWM信号について説明する。6通りのPWM信号とは、直流交流変換手段6のスイッチング素子を駆動するためのパルス信号である。PWM信号は、インバータ電気角1周期において6つの基本的なパターンPTN1〜PTN6を有し、PWM信号1周期の逆数がインバータ周波数となる。
【0026】
実際、BLM7の回転数を変更させるべき手法は、PWM制御手段5が直流交流変換手段6のインバータ周波数を変化させながら、BLM7を回転数制御する。
【0027】
図2(a)に示す通り、直流交流変換手段6は、6個のスイッチング素子を有し、U相、V相、W相に対して、それぞれ上アームにスイッチング素子1個、下アームにスイッチング素子1個具備している。
【0028】
PTN1では、U相上アームスイッチング素子Tuと、V相下アームスイッチング素子Tyが通電される。
【0029】
PTN2では、U相上アームスイッチング素子Tuと、W相下アームスイッチング素子Tzが通電される。
【0030】
PTN3では、V相上アームスイッチング素子Tvと、W相下アームスイッチング素子Tzが通電される。
【0031】
PTN4では、V相上アームスイッチング素子Tvと、U相下アームスイッチング素子Txが通電される。
【0032】
PTN5では、W相上アームスイッチング素子Twと、U相下アームスイッチング素子Txが通電される。
【0033】
PTN6では、W相上アームスイッチング素子Twと、V相下アームスイッチング素子Tyが通電される。
【0034】
PWM信号の転流切換は、電圧制御手段3の電圧波形出力に基づいて行われる。
【0035】
磁極位置検出手段2の詳細動作を図2(b)および図3・図4を用いて説明する。BLM7の誘起電圧ゼロクロス信号は、電気角1周期中に6回発生する。図3(a)は1相当たりの誘起電圧ゼロクロス信号を記載している。図3(a)は相電流波形と相誘起電圧波形との関係図であり、誘起電圧10と相電流9とその正ゼロクロス信号11と逆ゼロクロス信号12を示している。正ゼロクロス信号11は電気角0゜、逆ゼロクロス信号12は電気角180゜で発生する。磁極位置検出手段2が実際に観測できる誘起電圧は、直流電圧4の負側をGND電位Nとするならば、図3(b)の誘起電圧10a・図4(b)の10bのようになっており、これはBLM7の線間電圧を観測していることになるが、ゼロクロス信号付近の誘起電圧を考えるものとすれば、誘起電圧10の電圧波形にPWM電圧成分が重畳された波形となる。基本的には、直流電圧VDCの半分である(=VDC/2)と誘起電圧10a(10b)の交点、さらには直流交流変換手段6の上アーム素子と下アーム素子がそれぞれ1つずつ導通点弧している期間(図3・図4中のTON部分)であれば正ゼロクロス信号11(逆ゼロクロス信号12)を検出できる。
【0036】
磁極位置検出手段2は、図中の正ゼロクロス信号11および逆ゼロクロス信号12を検出して、それを磁極位置として電圧制御手段3に出力する。そのゼロクロス信号に基づいて電圧制御手段3は相電流9とほぼ相似形の電圧波形を演算し、PWM制御手段5ではその電圧波形に基づいて、各電気角に対応したPWM信号のベースPTNを創出する。図3の電気角X1〜X2、図4の電気角X3〜X4は電流カット区間である。また、電圧制御手段3は120゜〜180゜通電波形の電圧波形を創出できる。ただし、誘起電圧を観測するためには、その通電角を180゜未満にする必要がある。
【0037】
通電角>120゜とする場合には、120゜通電制御で説明した6通りのPWM信号に加えて、3相正弦波駆動用PWM信号を追加する。基本的には、3相のうちどれか1相でも電流OFFとなる区間(≡電流カット区間)では、120゜通電制御用のPWM信号を
使用する。3相すべてに相電流が流れている区間では、3相正弦波駆動用PWM信号を使用する。このPWM信号については、3相正弦波PWM制御としてすでに公知技術であるので、ここでは詳細な説明は省略する。
【0038】
なお、電圧制御手段3が出力する電圧波形は相電流9とほぼ相似系であるが、その位相差は相電流9に対して多少進んでいる。本実施例では簡単化のため、その位相差をゼロとして説明することにする。すなわち 電圧波形≡相電流9 と定義する。
【0039】
図9は、BLM7の等価回路図である。R1は巻線一次抵抗、Lu・Lv・Lwは各相のインダクタンス、Eu・Ev・Ewは各相の界磁誘起電圧である。ここで、界磁誘起電圧とは、BLM7が無通電状態で回転したときに、マグネット(界磁)のみによる発生する誘起電圧を意味している。図2(b)は3相ブラシレスDCモータの界磁誘起電圧波形関係図である。図中のU1はEuの正ゼロクロス位置を、U2は逆ゼロクロス位置を表している。同様に他相も表記しており、ゼロクロス位置の間隔は理想的には60゜毎、電気角1周期につき6回発生することになる。これらゼロクロス位置を、BLM7の真の磁極位置と命名する。
【0040】
BLM7の真の磁極位置は、誘起電圧10のゼロクロス信号からは、電機子反作用の影響により直接確定することはできず、両者には位相差が生ずる。また、この位相差は、運転負荷に依存するため、真の磁極位置を誘起電圧ゼロクロス信号から特定するのは困難である。しかし、真の磁極位置は特定できなくとも、誘起電圧ゼロクロス信号のみによりBLM7を回転数制御することは十分可能であり、むしろ誘起電圧により制御するほうが好ましい場合もある。本実施例では、両者の位相差はゼロであるものとして説明する。すなわち、
真の磁極位置≡誘起電圧ゼロクロス位置
である。すなわち、図3(a)の誘起電圧10がU相に対応したものであるならば
ゼロクロスU1≡正ゼロクロス信号11
ゼロクロスU2≡逆ゼロクロス信号12
である。なお、
Eu≠誘起電圧10
である。上式は、電機子反作用の影響により両者の電圧波形振幅が異なるために発生する。
【0041】
次に、回生電圧検出手段8の詳細動作を図3・図4および図5を用いて説明する。一般的に回生電圧の発生する条件としては、BLM7の相電流をカットした瞬間より所定時間連続して発生し、その後に本来の誘起電圧が発生する。誘起電圧検出手段1の出力は、この回生電圧と誘起電圧の双方が含まれており、双方の判別が必要である。この判別を誤れば、回生電圧部分を誘起電圧のゼロクロス信号と誤検出していまい、乱調・脱調などの異常現象が発生する。
【0042】
回生電圧と誘起電圧の関係図を図3(b)と図4(b)に示す。図3は誘起電圧10として時間微分値が正の場合であり、図4は誘起電圧10として時間微分値が負の場合を示している。図中で回生電圧13・回生電圧14は相電流9をカットした瞬間より発生し、回生電圧終了点19・回生電圧終了点22まで継続する。正ゼロクロス信号11を確定する必要条件の一つとして、
誘起電圧10a ≧ VDC/2
また、逆ゼロクロス信号12を確定する必要条件の一つとして、
誘起電圧10b ≦ VDC/2
がある。しかしながら、正ゼロクロス信号11を検出する以前に回生電圧13の電圧値がVDCであるために、すでに上式の関係を満たしており誤検出してしまう。これを防ぐた
めに図中の位置検出において、回生電圧終了点19以前では位置検出結果を無視し、回生電圧終了点19後より位置検出の判定開始するようにすれば回生電圧13を正ゼロクロス信号11として誤検出することはない。
【0043】
逆ゼロクロス信号12の場合も同様に、回生電圧14の電圧値が0Vであり、すでに上式の関係を満たしており誤検出してしまう。これを防ぐために図中の位置検出区間を回生電圧終了点22後より判定開始するようにする。このように回生電圧検出手段8は回生電圧終了点19・回生電圧終了点22を磁極位置検出手段2に対して回生終了信号として出力し、磁極位置検出手段2はその信号を受けるまでは回生電圧13・回生電圧14の位置検出を無視する。そして、その信号を受けたのであれば位置検出の判断開始を行うので本来の正ゼロクロス信号11および逆ゼロクロス信号12を確定することができるようになる。
【0044】
回生電圧検出手段8では、VTH1回生判定基準電圧17・VTH2回生判定基準電圧18を内部に持ち、その値と回生電圧13・回生電圧14を比較することで判定行う。具体的には
VTH1回生判定基準電圧17 = 回生電圧係数*VDC
VTH2回生判定基準電圧18 = 回生電圧係数*VDC
であり、
0≦回生電圧係数≦1
を満たす実数である。上記、回生電圧係数を適切に設定すればよい。また、回生電圧検出手段8では回生電圧13・回生電圧14の電圧をサンプリングする。すなわち、回生検出点15と回生検出点16である。電流カット開始点である電気角X1・X3より、回生電圧検出手段8は電圧サンプリングを行い、回生検出点15と回生検出点16の電圧Vijを求める。この電圧Vijを図5を使って説明する。
【0045】
図5は回生電圧検出手段8の電圧サンプリング動作を説明したものである。図中のT=0が電流カット開始点の電気角X1・X3に相当する。T=0より回生電圧検出手段8は、誘起電圧検出手段1の誘起電圧(この時点ではまだ回生電圧である)をサンプリングし始め、回生電圧が終了する回生電圧終了点19・回生電圧終了点22で回生終了信号を磁極位置検出手段2に対して創出する。T=0より、時間Tij31間隔で回生電圧の取込みであるVij回生検出点30を取得し、
V0j、V1j、V2j、・・・、Vij
毎に、回生電圧の判定を行う。ここで、i、jは任意の自然数である。回生電圧の判定を行う場合には、
Vi=Σ(Vip)/(j+1) ;p=0→j
を求め、上記ViとVTH1またはVTH2と比較して、回生電圧を判定する。すなわち、図3の場合には、
Vi ≧ VTH1
図4の場合には、
Vi ≦ VTH2
であれば、Viを回生電圧とみなす。上式の条件が成立している間は、磁極位置検出手段2は位置検出結果をすべて無視する。そして、上式の条件が非成立となった時点で回生電圧検出手段8は磁極位置検出手段2に対して回生終了信号を送出し、磁極位置検出手段2はその信号をうけて、位置検出の判断を開始する。磁極位置検出手段2としては、その回生終了信号を受けた時点で、先に説明した従来の判定基準で正ゼロクロス信号11・逆ゼロクロス信号12を求める。その位置確定が終了すれば、図3・図4のウエイト時間経過後の電気角X2において電流カットを終了し、位相転流(ベースPTNの切換)を行う。
【0046】
次に、VDC再取込設定手段40の動作を説明する。図5に示すように、VDC再取込
設定手段40は、回生電圧検出手段8の回生検出動作継続時間をT=0より計測しており、
T=TRCV*n ;nは自然数
となるとVDC再取込検出信号を回生電圧検出手段8に対して送出する。ここでTRCV(>0)は、VDC再取込指令時間間隔である。回生電圧検出手段8では、そのVDC再取込検出信号を受けて、現在の動作状態に係わらず回生電圧検出動作を一時中断しVDCの再取込みを行う。VDCの再取込みが終了すれば、回生電圧検出手段8は回生電圧検出動作を再開する。これにより、直流電流検出手段41の出力である直流電流IDCの電流平均値・電流変化率・電流リプル率が大きくても、所定時間毎にVDC電圧値を更新するのでその悪影響を小さく抑えることができる。なお、直流電圧4VDCのプロット波形形状と直流電流IDCのプロット波形形状はおよそ相似形であり、実時間軸上においてもその波形極大点および波形極小点を示す時間はおよそ同期しているものとする。直流電流IDCの電流変化率絶対値をσI(≧0)、電流リプル率をξI(≧0)とすれば、
TRCV = Kσ1・σI + Kσ2 + Kσ3・IDCAVE
もしくは、
TRCV = Kξ1・ξI + Kξ2 + Kξ3・IDCAVE
で数式表記できる。ここで、
Kσ1、Kξ1、Kσ3、Kξ3<0 Kσ2、Kξ2>0
を満たす実数である。また、上記数式から求まるTRCVについて、上限値・下限値を設定してもよく、本数式の意味するところは、直流電流平均値もしくは直流電流変動が大きくなると、VDC再取込指令時間間隔TRCVを減少させることにある。即ち直流電流への追従性を向上させることにより、間接的に回生電圧の誤検出を防止し、誘起電圧を正確に捉えることが可能となる。直流電流の最大値をIDCMAX、最小値をIDCMIN、平均値をIDCAVEとすれば、
ξI = (IDCMAX−IDCMIN)/IDCAVE
の関係が成立する。
【0047】
VDC再取込指令時間間隔TRCVについて、図6を用いて説明する。図6(a)は直流電流検出手段41の出力である直流電流IDCを時間Tに対してプロットしたものであり、図6(b)は、直流電圧4VDCのT=T1〜T2をプロットしたものである。直流電流32は周期2*△TDCを持ち、最大値IDCMAX、最小値IDCMINをとる準正弦波状波形である。直流電圧33において、時間T=T1で直流電圧33を取り込んだとし、その時の電圧値をVDCとすれば、回生電圧検出手段8の回生判定基準電圧は、図3の場合を考えると、回生判定基準電圧はVTH1であり、
VTH1=回生電圧係数*VDC
であり、上式で回生電圧係数≡RCV1(VTH1用)と定義すると
VTH1=RCV1*VDC
である。直流電圧33は時間と共に変化していくので、回生電圧13の回生検出点15の電圧値であるVijも直流電圧33と同数値で変化する。この時、任意の時間T=T12をとると、その時間における直流電圧33は電圧値VDC12とし、この数値は上記回生判定基準電圧VTH1より同等以上が必要条件である。すなわち、
VDC12 ≧ VTH1
を満足させればよい。直流電圧33の電圧変化率絶対値の最大値をσVMAX(≧0)とすれば、
△VDC = VDC−VDC12 (△VDC>0)△
TRCV = T12−T1
とおくと、
△VDC ≦ σVMAX*TRCV
となり、上式をTRCVについて整理する。
【0048】
VDC12=VDC−△VDC
≧VDC−σVMAX*TRCV
≧VTH1
=RCV1*VDC
よって、上式の第2行目と第4行目より、
VDC−σVMAX*TRCV ≧ RCV1*VDC
であるから、
TRCV ≦ VDC*(1−RCV1)/σVMAX
である。従ってσVMAXは、
σVMAX ≦ VDCMIN*(1−RCV1)/TRCV
で与えられる。図4の場合には、回生電圧14の回生検出点16で電圧値Vijは直流電圧VDCの電圧値が
VDC > 0
であれば、
Vij = 0
を満たす。従って、
VTH2 = 回生電圧係数*VDC ≧0
であるから、
Vij ≦ VTH2
を常に満足する。上式から、TRCVを小さくすればσVMAXは大きくなり直流電圧変動に対して強化されることを意味する。
【0049】
以上、本実施例は3相ブラシレスDCモータを例にあげて説明したが単相ブラシレスDCモータへの適用についてもその考え方は同一であり、また本発明の主旨・概念・請求範囲を逸脱しない範囲内において適宜、実施例の変更・追加・削除はもちろん可能である。
【産業上の利用可能性】
【0050】
本発明にかかるモータ制御装置は、電流変化に対しても動作信頼性の高いモータ制御装置を構築できるので、エアコン用インバータ装置等への用途にも適用できる。
【図面の簡単な説明】
【0051】
【図1】本実施の形態1のモータ制御装置の制御ブロック図
【図2】(a)直流交流変換手段の構成図(実施の形態1)(b)3相ブラシレスDCモータの界磁誘起電圧波形関係図(実施の形態1)
【図3】回生電圧検出手段の動作説明図(1)(実施の形態1)
【図4】回生電圧検出手段の動作説明図(2)(実施の形態1)
【図5】回生電圧検出手段とVDC再取込設定手段の動作説明図(実施の形態1)
【図6】VDC再取込設定手段の動作説明図(実施の形態1)
【図7】従来のモータ制御装置の制御ブロック図
【図8】従来の相電流波形と誘起電圧波形との関係図
【図9】3相ブラシレスDCモータの等価回路図
【符号の説明】
【0052】
1 誘起電圧検出手段
2 磁極位置検出手段
3 電圧制御手段
4 直流電圧
5 PWM制御手段
6 直流交流変換手段
7 ブラシレスDCモータ(BLM)
8 回生電圧検出手段
9 相電流
10 誘起電圧
11 正ゼロクロス信号
12 逆ゼロクロス信号
13 回生電圧
14 回生電圧
15 回生検出点
16 回生検出点
17 回生判定基準電圧
18 回生判定基準電圧
19 回生電圧終了点
20 相電流
21 相電流
22 回生電圧終了点
30 回生検出点
31 回生検出時間間隔
32 直流電流
33 直流電圧
40 VDC再取込設定手段
41 直流電流検出手段




 

 


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