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発明の名称 インバータ装置
発行国 日本国特許庁(JP)
公報種別 公開特許公報(A)
公開番号 特開2007−74796(P2007−74796A)
公開日 平成19年3月22日(2007.3.22)
出願番号 特願2005−257310(P2005−257310)
出願日 平成17年9月6日(2005.9.6)
代理人 【識別番号】100097445
【弁理士】
【氏名又は名称】岩橋 文雄
発明者 長谷川 博基
要約 課題
直流電圧リップルの影響により、DCブラシレスモータに与えるトルクリップルを低減すること。

解決手段
正弦波駆動を行うインバータ装置において、直流電圧のリップルを検出して、スイッチング素子のオン時間に比例する変調率Mを補正し、直流電圧のリップルの影響を除去し、インバータの出力電流をより正弦波状にすることで直流電圧のリップルにより増大するDCブラシレスモータ6のトルクリップル増加を安価な構成で抑制する。
特許請求の範囲
【請求項1】
交流電源を整流平滑して得られる直流電圧に複数のスイッチング素子が3相ブリッジ接続されたインバータ主回路が接続され、前記インバータ主回路によって前記直流電圧を正弦波状の交流電圧に変換してDCブラシレスモータに供給するインバータ装置において、前記直流電圧を検出する直流電圧検出手段と前記直流電圧検出手段の一方の出力が接続されたローパスフィルタと、前記直流電圧検出手段の残りの出力と前記ローパスフィルタの出力とに応じて前記スイッチング素子の駆動信号のオン時間に比例する変調率を補正する変調率補正手段と前記直流電圧と前記インバータ主回路を接続する一方のラインに挿入され、直流電流を検出する直流電流検出手段の出力と基準電流を比較し駆動信号生成手段の信号を所定時間オフする駆動信号オフ手段とを備え、前記変調率補正手段は前記変調率の補正周期を前記駆動信号のキャリア周期Tcに基づき決定することを特徴とするインバータ装置。
【請求項2】
前記ローパスフィルタの出力をVave、前記直流電圧出力手段の出力をVins、変調率をMとすると、前記変調率補正手段の補正量Kを、K=(Vave/Vins−1)・Mとすることを特徴とする請求項1記載のインバータ装置。
【請求項3】
前記所定の物理量は前記駆動信号を生成するために必要な電圧位相角であり、前記電圧位相角が所定の位相角範囲で前記補正周期が短くなるように予め作成したデータテーブルに基づき前記補正周期を変更することを特徴とする請求項1記載のインバータ装置。
【請求項4】
前記補正周期をTとすると、前記駆動信号のキャリア周期Tcを、T=m・Tc(mは定数)とすることを特徴とする請求項1記載のインバータ装置。
【請求項5】
前記DCブラシレスモータは空気調和機の室外送風機の駆動用モータであり、前記誘起電圧と一定の位相関係を持つ信号は、前記DCブラシレスモータに設けられたホールICから発生する位置信号であることを特徴とする請求項1記載のインバータ装置。
発明の詳細な説明
【技術分野】
【0001】
本発明は、DCブラシレスモータの複数の巻線に通電してDCブラシレスモータを駆動するインバータ装置に関するものである。
【背景技術】
【0002】
近年、エアコン等のファンモータ、電気自動車の駆動用モータ、または、洗濯機の駆動用モータとしてDCブラシレスモータを使用することにより、可変速度制御を広範囲で実行可能にすると共に、電力消費量を低減する構成が考えられている。この構成においては、インバータ装置によってDCブラシレスモータを通電駆動するようにしている。通電方式としてはトルク変動を小さくする方式として、DCブラシレスモータを正弦波駆動する通電方式が知られており(例えば特許文献1参照)、この方式で制御する装置の一例を図8〜12を用いて以下に説明する。
【0003】
図8において、交流電源1はリアクタ2を介して整流回路3、平滑コンデンサ4によって直流電圧に変換される。この直流電圧にスイッチング素子Qu〜QwおよびQx〜QzとこれらQu〜QwおよびQx〜Qzにそれぞれ図示する極性で並列接続されたフリーホイールダイオードDu〜DwおよびDx〜Dzとから構成されるインバータ主回路5が接続される。そして、上記インバータ主回路5の出力端子U、V、Wは、DCブラシレスモータ6の3相の巻線に接続されている。このスイッチング素子を駆動するために、フォトカプラ等の絶縁回路から成る駆動手段7および駆動手段7に駆動信号を出力するマイクロコンピュータ100が備えられている。また、DCブラシレスモータ6は、3相の巻線と位置センサとして3個のホールICを有している。また、平滑コンデンサ4とインバータ主回路5を接続する一方のラインに挿入されインバータ主回路5の直流電流を検出する直流電流検出手段8と直流電流検出手段8の出力と基準電流値9を比較する電流比較手段10と比較結果に基づき駆動信号の信号を所定時間オフする駆動信号オフ手段11とを備えている。
【0004】
マイクロコンピュータ100は、DCブラシレスモータ6を通電制御する機能を有しており、そのための制御プログラム及びこのプログラムの実行に必要なデータを内部に設けられたROM(図示せず)に記憶し、作業領域としてRAM(図示せず)およびタイマ(図9に示す三角波)が設けられている。マイクロコンピュータ100内部の処理手段として、位置検出手段101、回転数検出手段102、回転数制御手段103、電圧進角決定手段104、電圧率データ決定手段105、電圧指令決定手段106、駆動信号生成手段107を有している。
【0005】
以上の構成においてインバータ主回路5は直流電圧を正弦波状の交流電圧に変換してDCブラシレスモータ6に供給する。以下にDCブラシレスモータ6の制御動作について説明する。
【0006】
まず、図9に示すように、位置センサ信号Hu、Hv、Hwは、位置検出手段101および回転数検出手段102へ与えられるように構成されている。位置検出手段101ではDCブラシレスモータ1の回転位相に応じて変化する位置センサ信号と予め誘起電圧と位置センサ信号Hu、Hv、Hwとの関係から作成したデータテーブル1(図10)から位置角θpを得て、後述する電圧率データ決定手段105に出力する。位置検出手段101は位置センサ信号Hu、Hv、Hwのうちのいずれか1つが立ち上がり、または立ち下がることで位相角θpを更新する。なお、データテーブル1は、U相の誘起電圧Vmuを基準とした電気角で表わされている。一方、回転数検出手段102では、一定時間に入力さ
れるセンサ信号Hu、Hv、Hwの立ち下がりまたは立ち上がりエッジのいずれかまたは両エッジをカウントし、このカウント値をもとに回転数Fを検出し、後述する回転数制御手段103、電圧進角決定手段104、電圧率データ決定手段105に出力する。
【0007】
まず、回転数制御手段103は回転数検出手段102により得られた回転数Fと目標回転数との偏差に応じて変調率Mを決定し、後述する電圧指令決定手段106に出力する。具体的には回転数Fが目標回転数よりも低い時には変調率Mを所定量増加させ、回転数Fが目標回転数よりも高い時には変調率Mを所定量減少させる。
【0008】
さらに電圧進角決定手段104において回転数検出手段102により得られた回転数Fから電圧進角βを決定する。図11に示すように、巻線電流は巻線のインダクタンス成分により、電圧指令値に対して遅れる。そのため、誘起電圧に対して電圧指令値をβ進ませることで、電流位相θiが最適となるように制御する必要がある。この電圧進角βの具体的な決定方法は、例えば回転数Fと電圧進角βの関係を予め数式化もしくはテーブル化することで得られる。
【0009】
次に、電圧率データ決定手段105において上記のようにして得られた回転数F、位相角θpさらに電圧進角βから巻線3相分の電圧率データDu、Dv、Dwを取得する。具体的な処理を以下に説明する。マイクロコンピュータ100内部には、図9に示すようにキャリア周期Tcである三角波によるタイマを内蔵しており、タイマのアンダーフロー毎(周期Tc)に電圧位相角θvnの演算を実行する。下記のnはタイマのアンダーフローの回数を表しており、センサ信号の変化毎にn=0とすると、電圧位相角θvnは以下のように求めることができる。
θv0=θp+β (n=0のとき)
θv1=θ0+Δθ
・・・
θvn=θn−1+Δθ
Δθ=2・π・f・Δt (Δt=Tc、f[Hz]は回転数F[rpm]をHz換算した値。)ここで、電圧位相角θvnは0≦θvn<360の値をとるデータであるから、上記式の計算結果が360以上の場合には、360を減算したデータを電圧位相角θvnとする。
【0010】
次に求めた電圧位相角θvnをもとに3相分の電圧率データDu、Dv、Dwを求める。例えばU相の電圧率データDuは図12に示す正弦波の電圧率データから電圧位相角θvnに対応する電圧率データを読み出す。V相の電圧率データDvについては電圧位相角θvnから120を減算した電圧位相角に対応する電圧率データを読み出す。W相の電圧率データDwについても同様に電圧位相角θvnから240を減算した電圧位相角に対応する電圧率データを読み出す。このようにして得られた電圧率データを電圧指令決定手段106に出力する。電圧指令決定手段106においては3相の電圧率データDu、Dv、Dwそれぞれに変調率Mを掛け合わせ、3相の電圧指令Vu、Vv、Vwを得る。この電圧指令を駆動信号生成手段107に出力する。
駆動信号生成手段107では図9に示すように得られた電圧指令と三角波のレベルを比較する。電圧指令値Vu、Vv、Vwが三角波よりも大きいときハイレベルであり、そうでないときロウレベルである信号Su、Sv、Swを出力するとともに、これら信号Su、Sv、Swの反転信号として信号Sx、Sy、Szを駆動手段7に出力するように構成されている。そして、駆動手段7ではフォトカプラ等で絶縁した後、スイッチング素子Qu〜QwおよびQx〜Qzへ与えられるように構成されている。これによって、インバータ主回路5のスイッチング素子Qu〜QwおよびQx〜Qzがオンオフ制御されるようになる。この結果、DCブラシレスモータ6の3相の巻線に、PWM処理された正弦波電圧が供給されるようになり、DCブラシレスモータ6が正弦波駆動される。
【0011】
また、DCブラシレスモータ6の巻線電流はDCブラシレスモータ6の減磁やインバータ主回路3の保護のために最大電流値を抑制する構成となっている。巻線電流抑制動作はインバータ主回路5の直流電流を検出する直流電流検出手段8によって直流電流を検出し、基準電流値9と比較し、基準電流値よりも検出した直流電流が大きければインバータ主回路5の高電圧側に接続されたスイッチング素子の駆動信号Su、Sv、Swをオフする動作としている。
【0012】
このような構成の本実施例によれば、DCブラシレスモータ6を正弦波駆動方式で通電制御するように構成したので、DCブラシレスモータ6のトルク変動を小さくすることができる。
【特許文献1】特開平10−146090号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【0013】
図10に示す従来駆動制御装置において特に平滑コンデンサ4の容量が少量である場合に電源周期あるいは負荷条件に起因して直流電圧リップルが増大し、平滑コンデンサ4に接続されたインバータ主回路5にもリップルを持った直流電圧が入力される。この場合、インバータ20によって電圧リップルが補償されない限り、DCブラシレスモータ6には直流電圧リップルに起因するトルクリップルが生ずる。このようなトルクリップルは、DCブラシレスモータ6の騒音や振動の原因となる。また、DCブラシレスモータ6の減磁やインバータ主回路5の保護のために駆動信号オフ手段11が設けられている。特に直流電圧リップルが大きく巻線電流にリップルが重畳する場合にこの駆動信号オフ手段11が作動し、駆動信号が強制的にオフされる結果、通常非可聴域のキャリア周波数で駆動される駆動信号が可聴域になること、及び急激にスイッチング素子をオフする動作のためDCブラシレスモータ6に大きなトルク変動を与えることにより騒音や振動が増大するという課題があった。このため、通常は、直流電圧のリップルがDCブラシレスモータ6に影響を与えないよう、平滑コンデンサ4に十分な容量を与えて電圧リップルの発生を抑制する等の対策が採られるが、このように構成すると平滑コンデンサ4の分だけ製造コストが高くなってしまう。したがって、本発明のインバータ装置は前記従来の課題を解決するもので、DCブラシレスモータに対する直流電圧リップルの影響を安価な構成で抑制することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【0014】
前記従来の課題を解決するために、本発明のインバータ装置は、直流電圧を検出する直流電圧検出手段と直流電圧検出手段の一方の出力が接続されたローパスフィルタと、直流電圧検出手段の残りの出力とローパスフィルタの出力とに応じて前記スイッチング素子の駆動信号のオン時間に比例する変調率Mを補正することでDCブラシレスモータに対する直流電圧リップルの影響を安価な構成で抑制することが可能となる。
【発明の効果】
【0015】
本発明は、正弦波駆動を行うインバータ装置において、直流電圧のリップルを検出して、スイッチング素子のオン時間に比例する変調率Mを補正し、直流電圧のリップルの影響を除去し、インバータの出力電流をより正弦波状にすることで直流電圧のリップルにより増大するDCブラシレスモータのトルクリップル増加を安価な構成で抑制することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【0016】
第1の発明は、変調率補正手段の補正周期を駆動信号のキャリア周期Tcとすることにより、スイッチング素子のオン時間に比例する変調率を直流電圧の略平均値として、直流
電圧リップルに対して補正する回数が多くでき、直流電圧のリップルがインバータ装置の出力電圧へ与える影響を除去することとなり、DCブラシレスモータのトルクリップルを抑制することができる。
【0017】
第2の発明は変調率Dの補正量Kを直流電圧の平均値Vaveと瞬時値VinsからK=(Vave/Vins−1)・Dとして瞬時値に基づき補正することにより、直流電圧のリップルがインバータ装置の出力電圧へ与える影響を除去することとなり、DCブラシレスモータのトルクリップルを抑制することができる。
【0018】
第3の発明は変調率補正手段の補正周期を前記駆動信号を生成するために必要な電圧位相角とし、前記電圧位相角が所定の位相角範囲で前記補正周期が短くなるように予め作成したデータテーブルに基づき前記補正周期を変更することによりDCブラシレスモータの各巻線のピーク電流を抑制できることとなり、駆動信号オフ手段が動作することによる騒音・振動を未然に防止することができる。
【0019】
第4の発明は、駆動信号のキャリア周期Tc、補正周期をTとすると、変調率補正手段の補正周期をT=m・Tc(mは定数)とすることにより、DCブラシレスモータのトルクリップルを抑制しつつ、マイクロコンピュータの演算による負担を軽減することができる。
【0020】
第5の発明はDCブラシレスモータは空気調和機の室外送風機の駆動用モータであり、前記誘起電圧と一定の位相関係を持つ信号は、前記DCブラシレスモータに設けられたホールICから発生する位置信号とすることにより、簡単な構成とすることができる。
【0021】
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、この実施の形態によって本発明が限定されるものではない。
【0022】
(実施の形態1)
図1において、交流電源1はリアクタ2を介して整流回路3、平滑コンデンサ4によって直流電圧に変換される。この直流電圧にスイッチング素子Qu〜QwおよびQx〜QzとこれらQu〜QwおよびQx〜Qzにそれぞれ図示する極性で並列接続されたフリーホイールダイオードDu〜DwおよびDx〜Dzとから構成されるインバータ主回路5が接続される。これらのスイッチング素子を駆動するために、フォトカプラ等の絶縁回路から成る駆動手段7および駆動手段7に駆動信号を出力するマイクロコンピュータ100が備えられている。また、平滑コンデンサ4とインバータ主回路5を接続する一方のラインに挿入されインバータ主回路5の直流電流を検出する直流電流検出手段8と直流電流検出手段8の出力と基準電流値9を比較する電流比較手段10と電流比較手段10の出力結果に基づき駆動信号の信号を所定時間オフする駆動信号オフ手段11とを備えている。
【0023】
また、平滑コンデンサ4に並列に接続され直流電圧を検出する直流電圧検出手段12と直流電圧検出手段12の一方の出力が接続されたローパスフィルタ13と、直流電圧検出手段12の残りの出力とローパスフィルタ13の出力とに応じてスイッチング素子の駆動信号のオン時間に比例する変調率Mを補正する変調率補正手段14を備えている。さらにインバータ主回路5の出力端子U、V、Wは、DCブラシレスモータ6の3相の巻線に接続され、DCブラシレスモータ6は、3相の巻線と位置センサとして3個のホールICを有している。
【0024】
また、マイクロコンピュータ100は、DCブラシレスモータ6を通電制御する機能を有しており、そのための制御プログラム及びこのプログラムの実行に必要なデータを内部に設けられたROM(図示せず)に記憶し、作業領域としてRAM(図示せず)およびタ
イマ(図5に示す三角波)が設けられている。マイクロコンピュータ100内部の処理手段として、位置検出手段101、回転数検出手段102、回転数制御手段103、電圧進角決定手段104、電圧位相角決定手段105、電圧指令決定手段106、駆動信号生成手段107を有している。以上の構成においてインバータ主回路5は直流電圧を正弦波状の交流電圧に変換してDCブラシレスモータ6に供給する。以下にDCブラシレスモータ6を通電制御するマイクロコンピュータ100の制御動作について説明する。
【0025】
マイクロコンピュータ100の処理としては割り込み処理と通常処理がある。割り込み処理としては位置センサ信号Hu、Hv、Hwのいずれかの立ち上がりまたは立ち下がりエッジの入力時に発生する第1の割り込み処理と、マイクロコンピュータ100内部のタイマのアンダーフロー時に発生する第2の割り込み処理がある。通常処理については以下に随時説明するとして、まず第1の割り込み処理について以下に説明する。
【0026】
図2に示すフローチャートは、マイクロコンピュータ100に記憶された第1の割込処理の制御内容を示している。まず位置センサ信号Hu、Hv、Hwのうちのいずれか1つが立ち上がり、または立ち下がると処理を開始し、ステップ200にて位置角θpを決定する処理を実行する。図1に示すように、位置センサ信号Hu、Hv、Hwは、位置検出手段101および回転数検出手段102へ与えられるように構成され、位置検出手段101ではDCブラシレスモータ6の回転位相に応じて変化する位置センサ信号と予め誘起電圧と位置センサ信号Hu、Hv、Hwとの関係から作成したデータテーブル1(図12)から位置角θpを得て、後述する電圧位相角決定手段105に出力する。なお、データテーブル1は、U相の誘起電圧Vmuを基準とした位相角で表わされている。次のステップ201では位置センサ信号入力フラグをHiとした後、リターンする。
【0027】
次に第2の割り込み処理について説明する。図3に示すフローチャートは、マイクロコンピュータ100のROMに記憶された第2の割込処理の制御内容を示している。マイクロコンピュータ100内部には、図5に示すようにキャリア周期Tcである三角波によるタイマを内蔵しており、タイマのアンダーフロー毎に第2の割り込み処理を実行する。まず、ステップ300においてマイクロコンピュータ100内部のRAMから変調率Mを読み込む。ここで、変調率Mは回転数制御手段103にて回転数検出手段102により得られた回転数Fと目標回転数との偏差に応じて決定する。具体的には回転数Fが目標回転数よりも低い時には変調率Mを所定量増加させ、回転数Fが目標回転数よりも高い時には変調率Mを所定量減少させる。さらにステップ301においてマイクロコンピュータ100内部のRAMから電圧進角βを読み込む。ここで電圧進角βは電圧進角決定手段104において回転数Fから決定される。
【0028】
図11に示すように、巻線電流は巻線のインダクタンス成分により、電圧指令値に対して遅れる。そのため、誘起電圧に対して電圧指令値をβ進ませることで、電流位相θiが最適となるように制御する必要がある。この電圧進角βの具体的な決定方法は、例えば回転数Fと電圧進角βの関係を予め数式化もしくはテーブル化することで得られる。さらに次のステップ302において位置角θpを読み、ステップ303では位置センサ入力フラグのレベル判定を行う。位置センサ入力フラグがHiであれば次のステップ304にてタイマのアンダーフロー回数を表すnをクリアすると共に位置センサ入力フラグをクリアする。位置センサ入力フラグがLoであればnをインクリメントする。電圧位相角θvnはステップ305にて以下のように演算する。
θv0=θp+β (n=0のとき)
θv1=θ0+Δθ
・・・
θvn=θn−1+Δθ
Δθ=2・π・f・Δt (Δt=Tc、f[Hz]は回転数F[rpm]をHz換算した値
。)
次にステップ306において電圧位相角の制限処理を行う。制限処理は電圧位相角θvnは0≦θvn<360の値をとるデータであるから、上記式の計算結果が360を越えた場合には、360を減算したデータを電圧位相角θvnのようにする処理である。次のステップ307では求めた電圧位相角θvnをもとに3相分の電圧率データDu、Dv、Dwを求める。例えばU相の電圧率データDuは図14に示す正弦波の電圧率データから電圧位相角θvnに対応する電圧率データを読み出す。V相の電圧率データDvについては図14に示す正弦波の電圧率データから電圧位相角θvnから120を減算した電圧位相角に対応する電圧率データを読み出す。W相の電圧率データDwについても同様に電圧位相角θvnから240を減算した電圧位相角に対応する電圧率データを読み出す。このようにして得られた電圧率データを電圧指令決定手段106に出力する。以上ステップ307までの処理を電圧率データ決定手段105にて行う。
【0029】
次のステップ308では変調率Mの補正周期を決定する。まず、補正周期の決定方法について図4を用いて説明する。図4は電圧位相角θvnと補正周期を示すデータテーブル3である。一方、各3相の電圧率データDu、Dv、Dwが最大となる電圧位相角は次式のようになる。
θvn=30+60m(m=0、1、2、3、4、5)
このときの電圧位相角を基準に±20°の位相角領域が図4に図示する領域Aである。それ以外の位相角領域は領域Bである。図4は領域Aでは変調率Mの補正周期をTcとし、それ以外の領域Bでは補正周期を4・Tcとすることを意味している。したがって、ステップ308ではデータテーブル3を参照して、補正周期がTcか4・Tcかを判断する必要がある。具体的には、まず、電圧位相角θvnが領域Aか領域Bかを判定し、領域Aであれば以下に説明する補正処理を行う。また領域Bであっても、補正周期カウンタmがm=4であれば補正処理を行う。それ以外の場合にはNへ進み補正周期カウンタmをインクリメントし変調率Mの補正量Kを更新せずに前回の補正量Kを採用する。次に補正処理について説明する。
【0030】
まずステップ309において、直流電圧検出手段12からローパスフィルタ13を介して得られる直流電圧平均値Vaveを読み込む。直流電圧はDCブラシレスモータ6以外にも負荷が接続されるような場合(例えば本実施の形態のDCブラシレスモータ6を空気調和機の室外機に送風機として用いる場合には圧縮機が該当)、特に圧縮機の負荷変動が大きく平滑コンデンサ4の容量が小さい場合には電源周期のみならず、負荷変動の周期にも依存した直流電圧リプルが発生する。そこでこのローパスフィルタ13は電源周波数や上記例えば圧縮機の負荷変動周波数に対し十分なフィルタ特性を持つようにして与えられる。次のステップ310では直流電圧検出手段のもう一方の出力である瞬時値Vinsを取得し、ステップ311では変調率Mの補正量であるKを次式に基づき演算する。
K=(Vave/Vins−1)・M
さらに次のステップ312において変調率Mに補正量Kを加えてデータを更新し、ステップ313において補正周期カウンタmをクリアする。以上のステップ309から313が変調率Mの補正に関する処理である。
【0031】
次のステップ314では3相の電圧率データDu、Dv、Dwそれぞれに変調率Mを掛け合わせ、3相の電圧指令Vu、Vv、Vwを得て、駆動信号生成手段107に出力する。なお、この処理は電圧指令決定手段106において実行する。駆動信号生成手段107では得られた3相の電圧指令Vu、Vv、Vwと三角波のレベルを比較する。電圧指令値Vu、Vv、Vwが三角波よりも大きいときハイレベルであり、そうでないときロウレベルである信号Su、Sv、Swを出力するとともに、これら信号Su、Sv、Swの反転信号として信号Sx、Sy、Szを出力するように構成されている。そして、これら出力信号はスイッチング素子Qu〜QwおよびQx〜Qzへ与えられるように構成されている
。これによって、インバータ主回路5のスイッチング素子Qu〜QwおよびQx〜Qzがオンオフ制御されるようになる。この結果、DCブラシレスモータ6の3相の巻線に、PWM処理された正弦波電圧が供給されるようになり、DCブラシレスモータ6が正弦波駆動される。
【0032】
以上のような構成及び制御とすることにより、DCブラシレスモータ6のトルクリップルの改善効果について図5〜図7を用いて説明する。図5は上記変調率Mの補正制御を行わない場合と行った場合のDCブラシレスモータ6の電流波形を比較したものである。図5の横軸は電圧位相角であり、直流電圧リップルに対して図示すように電圧指令値を補正することで巻線電流を正弦波状とすることができる。図5ではU相の電圧指令値と巻線電流のみ示しているが、特に各相において電圧率データが最大となる電圧位相角θvn=30+60m(m=0、1、2、3、4、5)付近では直流電圧リップルが巻線電流値に与える影響が大きくなるために、補正を行わない場合に巻線電流ピークが突出して大きくなることがある。一方、巻線電流はDCブラシレスモータ6の減磁やインバータ主回路5の保護のために最大電流値を抑制する構成となっている。
【0033】
巻線電流抑制動作は直流電流を検出する直流電流検出手段8によって直流電流を検出し、基準電流値9と比較し、基準電流値よりも検出した直流電流が大きければインバータ主回路5の高電圧側に接続されたスイッチング素子の駆動信号Su、Sv、Swをオフする動作としている。そのため特に電圧率データが最大となる付近の領域Aにおいて、補正のない場合に巻線電流が過大となり駆動信号が強制的にオフされる結果、通常非可聴域のキャリア周波数で駆動される駆動信号が可聴域になる。さらには急激にスイッチング素子をオフする動作のためDCブラシレスモータ6に大きなトルク変動を与えることとなり騒音や振動が増大する。これらにより発生する騒音・振動は本実施例の直流電圧リップルを補正することにより抑制することができる。領域A、領域Bの制御動作について以下に説明する。
【0034】
図6は領域Aの動作を表すものであり、図は補正前の電圧指令値と補正後の電圧指令値を表している。例えばキャリアカウンタn=1のときの電圧率データDu1とすると、
補正量K1=(Vave/Vins1−1)・M
電圧指令値Vun=(M+K1)・Du1
次のキャリアカウンタn=2でも同様に補正量K2、電圧指令値Vu2を求める。このように領域Aではキャリア周期Tc毎に補正量Kを更新する動作とする。これは直流電圧リップルが巻線電流に与える影響が大きくなるためである。
【0035】
図7は領域Bの動作を表すものであり、図6と同様に電圧指令値と補正後の電圧指令値を表している。例えばキャリアカウンタn=1のときの電圧率データDu1とすると、
補正量K1=(Vave/Vins1−1)・M
電圧指令値Vu1=(M+K1)・Du1
となる。領域Bは比較的電圧率データの小さな領域であり、直流電圧リップルが巻線電流へ与える影響が少ないため、補正周期カウンタm=4となるまで同じ補正量K1を採用する。
【0036】
このような構成及び動作とすることで、平滑コンデンサ4の容量が小さく直流電圧リップルが大きな場合にでもDCブラシレスモータ6の直流電圧リップルに起因するトルクリップルを抑制可能となり、ひいてはDCブラシレスモータ6の騒音・振動を抑制することが可能となる。また、巻線電流が過大に上昇することも抑制できるため、DCブラシレスモータ6の減磁やインバータ主回路3の保護のために設けられた電流保護回路が動作することによるキャリア音の増大や、急激にスイッチング素子をオフする保護動作のためにトルク変動が増大し、騒音や振動が増大することもない。さらに直流電圧のリップルを抑制
するために平滑コンデンサに十分な容量を与えることも不要であるばかりか、さらに低容量化し製造コストを低コスト化することも可能となる。
【0037】
また、電圧位相角θvnによって変調率Mの補正量Kを更新する周期を変更せず、キャリア周期毎に補正値Mを更新することで、電圧位相角全域に亘ってDCブラシレスモータ6のトルクリップルを抑制することができ、より負荷変動の大きな負荷にも対応できるとともに、平滑コンデンサ4をさらに小容量化することができるため、製造コストの低コスト化が可能となる。
【0038】
また、電圧位相角θvnによって変調率Mの補正量Kを更新する周期Tadjを変更せず、Tadj=Tc・n(nは正の整数)固定とすることで、マイクロコンピュータ100が補正量Kを演算するためのステップ数(207〜212)を削減できるため、演算による負担が減り、より低コストなマイクロコンピュータが採用可能となり、また、空調機の室外機のように圧縮機と送風機を1個のマイクロコンピュータで運転する場合には演算の負担減は有利となる。
【産業上の利用可能性】
【0039】
以上のように、本発明にかかるインバータ装置は、正弦波駆動を行うインバータ装置において、直流電圧のリップルを検出して、スイッチング素子のオン時間に比例する変調率Mを補正し、直流電圧のリップルの影響を除去し、インバータの出力電流をより正弦波状にすることで直流電圧のリップルにより増大するDCブラシレスモータ6のトルクリップル増加を安価な構成で抑制することができるので、エアコン等のファンモータ、電気自動車の駆動用モータ、または、洗濯機の駆動用モータ等の用途にも適用できる。
【図面の簡単な説明】
【0040】
【図1】本発明の実施の形態1におけるインバータ装置の構成を示すブロック図
【図2】本発明の実施の形態1における割り込み処理1を示す制御フロー図
【図3】本発明の実施の形態1における割り込み処理2を示す制御フロー図
【図4】本発明の実施の形態1における補正周期を表すテーブル図
【図5】本発明の実施の形態1における補正の効果を表す図
【図6】本発明の実施の形態1における領域Aの動作を表す図
【図7】本発明の実施の形態1における領域Bの動作を表す図
【図8】従来のインバータ装置の構成を示すブロック図
【図9】従来のインバータ装置の特性図
【図10】従来のインバータ装置における位置角を表すテーブル図
【図11】従来のインバータ装置における電流位相と電圧進角の関係を表す特性図
【図12】従来のインバータ装置における電圧率データを表すテーブル図
【符号の説明】
【0041】
1 交流電源
2 リアクタ
3 整流回路
4 平滑コンデンサ
5 インバータ主回路
6 DCブラシレスモータ
7 駆動手段
8 直流電流検出手段
10 電流比較手段
11 駆動信号オフ手段
12 直流電圧検出手段
13 ローパスフィルタ
14 変調率補正手段
100 マイクロコンピュータ




 

 


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