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発明の名称 電源システム
発行国 日本国特許庁(JP)
公報種別 公開特許公報(A)
公開番号 特開2007−74769(P2007−74769A)
公開日 平成19年3月22日(2007.3.22)
出願番号 特願2005−255933(P2005−255933)
出願日 平成17年9月5日(2005.9.5)
代理人 【識別番号】100097445
【弁理士】
【氏名又は名称】岩橋 文雄
発明者 吉田 幸司 / 半田 浩之 / 松尾 光洋
要約 課題
本発明は、自動車及び各種電子機器などに用いられる電源システムにおいて、電力ロスの低減を目的とする。

解決手段
そして、この目的を達成するために本発明は、入力端子6A,6Bと、この入力端子6A,6Bに接続したコンデンサ8と、コンデンサ8に電力変換器10を介して接続したバッテリー9とを備え、電力変換器10とバッテリー9との間には逆流防止手段11を介在させ、逆流防止手段11は、電力変換器10とバッテリー9との間に介在させたスイッチング素子12を有し、コンデンサ8の両端電圧に基づく第1の電圧と、バッテリー9の両端電圧に基づく第2の電圧とを検知すると共に、第1の電圧が第2の電圧以上であると感知したときにスイッチング素子12をオンにする構成とした電源システムとしたものである。
特許請求の範囲
【請求項1】
入力端子と、この入力端子に接続したコンデンサと、このコンデンサに電力変換器を介して接続したバッテリーとを備え、前記電力変換器と前記バッテリーとの間には逆流防止手段を介在させ、この逆流防止手段は、前記電力変換器と前記バッテリーとの間に介在させた第1のスイッチング素子を有し、前記コンデンサの両端電圧に基づく第1の電圧と、前記バッテリーの両端電圧に基づく第2の電圧とを検知すると共に、前記第1の電圧が前記第2の電圧以上であると感知したときに前記第1のスイッチング素子をオンにする構成とした電源システム。
【請求項2】
第1のスイッチング素子とバッテリーとの接続点にカソードを接続すると共に前記第1のスイッチング素子と電力変換器との接続点にアノードを接続した第1のダイオードを備えた請求項1に記載の電源システム。
【請求項3】
第1のダイオードが第1のスイッチング素子の寄生ダイオードである請求項2に記載の電源システム。
【請求項4】
電力変換器は入力端子に一端を接続した第2のスイッチング素子を有し、この第2のスイッチング素子の一端にカソードを接続すると共に前記第2のスイッチング素子の他端にアノードを接続した第2のダイオードを備えた請求項1に記載の電源システム。
【請求項5】
第2のダイオードが第2のスイッチング素子の寄生ダイオードである請求項4に記載の電源システム。
【請求項6】
入力端子と、この入力端子に接続したコンデンサと、このコンデンサに電力変換器を介して接続したバッテリーとを備え、前記コンデンサと前記電力変換器との間には逆流防止手段を介在させ、この逆流防止手段は、前記コンデンサと前記電力変換器との間に介在させた第1のスイッチング素子を有し、前記コンデンサの両端電圧に基づく第1の電圧と、前記バッテリーの両端電圧に基づく第2の電圧とを検知すると共に、前記第1の電圧が前記第2の電圧以上であると感知したときに前記第1のスイッチング素子をオンにする構成とした電源システム。
【請求項7】
第1のスイッチング素子とバッテリーとの接続点にカソードを接続すると共に前記第1のスイッチング素子と電力変換器との接続点にアノードを接続した第1のダイオードを備えた請求項6に記載の電源システム。
【請求項8】
第1のダイオードが第1のスイッチング素子の寄生ダイオードである請求項7に記載の電源システム。
【請求項9】
電力変換器は入力端子に一端を接続した第2のスイッチング素子を有し、この第2のスイッチング素子の一端にカソードを接続すると共に前記第2のスイッチング素子の他端にアノードを接続した第2のダイオードを備えた請求項6に記載の電源システム。
【請求項10】
第2のダイオードが第2のスイッチング素子の寄生ダイオードである請求項9に記載の電源システム。
【請求項11】
入力端子と、この入力端子に接続したコンデンサと、このコンデンサに電力変換器を介して接続したバッテリーとを備え、前記電力変換器と前記バッテリーとの間には逆流防止手段を介在させ、この逆流防止手段は、前記電力変換器と前記バッテリーとの間に介在させた第1のスイッチング素子と、前記コンデンサに実質的に並列接続した第1の抵抗と第2の抵抗との直列体と、前記バッテリーに並列接続した第3の抵抗と第4の抵抗との直列体と、前記第1の抵抗と第2の抵抗との接続点に第1の入力端を接続し、前記第3の抵抗と第4の抵抗との接続点に第2の入力端を接続し、前記第1のスイッチング素子に出力端を接続した比較器とを有する構成とした電源システム。
【請求項12】
第1のスイッチング素子とバッテリーとの接続点にカソードを接続すると共に前記第1のスイッチング素子と電力変換器との接続点にアノードを接続した第1のダイオードを備えた請求項11に記載の電源システム。
【請求項13】
第1のダイオードが第1のスイッチング素子の寄生ダイオードである請求項12に記載の電源システム。
【請求項14】
電力変換器は入力端子に一端を接続した第2のスイッチング素子を有し、この第2のスイッチング素子の一端にカソードを接続すると共に前記第2のスイッチング素子の他端にアノードを接続した第2のダイオードを備えた請求項11に記載の電源システム。
【請求項15】
第2のダイオードが第2のスイッチング素子の寄生ダイオードである請求項14に記載の電源システム。
【請求項16】
入力端子と、この入力端子に接続したコンデンサと、このコンデンサに電力変換器を介して接続したバッテリーとを備え、前記コンデンサと前記電力変換器との間には逆流防止手段を介在させ、この逆流防止手段は、前記コンデンサと前記電力変換器との間に介在させた第1のスイッチング素子と、前記コンデンサに並列接続した第1の抵抗と第2の抵抗との直列体と、前記バッテリーに実質的に並列接続した第3の抵抗と第4の抵抗との直列体と、前記第1の抵抗と第2の抵抗との接続点に第1の入力端を接続し、前記第3の抵抗と第4の抵抗との接続点に第2の入力端を接続し、前記第1のスイッチング素子に出力端を接続した比較器とを有する構成とした電源システム。
【請求項17】
第1のスイッチング素子とバッテリーとの接続点にカソードを接続すると共に前記第1のスイッチング素子と電力変換器との接続点にアノードを接続した第1のダイオードを備えた請求項16に記載の電源システム。
【請求項18】
第1のダイオードが第1のスイッチング素子の寄生ダイオードである請求項17に記載の電源システム。
【請求項19】
電力変換器は入力端子に一端を接続した第2のスイッチング素子を有し、この第2のスイッチング素子の一端にカソードを接続すると共に前記第2のスイッチング素子の他端にアノードを接続した第2のダイオードを備えた請求項16に記載の電源システム。
【請求項20】
第2のダイオードが第2のスイッチング素子の寄生ダイオードである請求項19に記載の電源システム。
5
発明の詳細な説明
【技術分野】
【0001】
本発明は、自動車や発電システムなどに用いられる電源システムに関するものである。
【背景技術】
【0002】
従来この種の電源システムは、図13に示されるように、直流発電機1で発電されたエネルギーをコンデンサ2が蓄え、このエネルギーが電力変換器3により変圧されると共に、バッテリー4に蓄えられ、そして負荷5に供給されていた。
【0003】
なお、この出願に関する先行技術文献情報としては、例えば、特許文献1が知られている。
【特許文献1】特許第2833087号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【0004】
このような従来の電源システムでは電力ロスが問題となっていた。
【0005】
すなわち、上記従来の構成において、コンデンサ2は容量がバッテリー4に比べて小さいため電圧の変動が大きい。そのため、システム全体の始動時、あるいはバッテリー4の交換時等においては、コンデンサ2の電圧は自己放電などにより、バッテリー4よりも低電位になっていることがある。この場合、その電位差に伴う電流がバッテリー4から電力変換器3を介してコンデンサ2へと逆流してしまうため、電力変換器3等において電力ロスが発生していた。
【0006】
そこで本発明は、このような電源システムにおいて、電力損失を低減することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【0007】
そして、この目的を達成するために本発明は、入力端子と、この入力端子に接続したコンデンサと、このコンデンサに電力変換器を介して接続したバッテリーとを備え、前記電力変換器と前記バッテリーとの間には逆流防止手段を介在させ、この逆流防止手段は、前記電力変換器と前記バッテリーとの間に介在させた第1のスイッチング素子を有し、前記コンデンサの両端電圧に基づく第1の電圧と、前記バッテリーの両端電圧に基づく第2の電圧とを検知すると共に、前記第1の電圧が前記第2の電圧以上であると感知したときに前記第1のスイッチング素子をオンにする構成とした電源システムとしたものである。
【発明の効果】
【0008】
本発明の電源システムは、電力変換器とバッテリーとの間には逆流防止手段を介在させ、この逆流防止手段が、前記コンデンサの両端電圧に付随する第1の電圧と、前記バッテリーの両端電圧に付随する第2の電圧とを比較して、前記第1の電圧が前記第2の電圧以上であると感知したときに、第1のスイッチング素子をオンにするようにしたため、システム全体の始動時、あるいはバッテリーの交換時等に、自己放電などによってコンデンサの電圧がバッテリーよりも低電位になっていたとしても、その電位差に伴う電流が一度にバッテリーから電力変換器を介してコンデンサに流れることがなく、電力変換器等における電力ロスの発生を低減することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【0009】
(実施の形態1)
以下、本発明の実施の形態1における電源システムについて図面を参照しながら説明する。
【0010】
図1において、入力端子6A,6Bにはエンジン駆動される直流発電機7を接続し、この直流発電機7の両端にはコンデンサ8を並列に接続している。そして、このコンデンサ8には電力変換器10を介してバッテリー9を並列に接続しており、この電力変換器10とバッテリー9との間には逆流防止手段11を介在させている。
【0011】
この逆流防止手段11は、そのソースを電力変換器10に接続し、ドレインをバッテリー9に接続したn型MOSFET12を有しており、このn型MOSFET12のゲートには比較器13の出力端を接続し、比較器13の正入力端には、その一端をn型MOSFET12のソースに接続した抵抗14と、その一端をコンデンサ8に接続した抵抗15とを接続し、比較器13の負入力端には、その一端をn型MOSFET12のドレインに接続した抵抗16と、その一端をバッテリー9に接続した抵抗17とを接続して構成している。
【0012】
電力変換器10は、n型MOSFET12のソースに一端を接続すると共に他端を入力端子6Bに接続したコンデンサ18と、コンデンサ18の一端に一端を接続したインダクタンス素子19と、インダクタンス素子19の他端に一端を接続した電流検出器20と、電流検出器20の他端にカソードを接続したダイオード21と、ダイオード21のアノードに一端を接続したコンデンサ22と、コンデンサ22の他端にドレインを接続すると共にダイオード21のカソードにソースを接続したスイッチング素子としてのn型MOSFET23と、コンデンサ18の両端に接続すると共にその電圧を検出し、電流検出器20に接続すると共に電流検出器20に流れる電流を検出し、n型MOSFET23のゲートに接続すると共に検出したコンデンサ18の両端電圧、電流検出器20に流れる電流によりn型MOSFET23のオン・オフを制御するPWM制御回路24とを有する。
【0013】
そして、バッテリー9にはスイッチ25を介してPWM制御回路24及び比較器13を接続すると共に、負荷26を並列に接続している。
【0014】
ここで、逆流防止手段11の説明をする。比較器13は抵抗14,15よりコンデンサ8の両端電圧(以下、Vcと示す)に基づくコンデンサ18の両端電圧(以下、Vdと示す)を検出すると共に、抵抗16,17よりバッテリー9の両端電圧(以下、Vbと示す)を検出しており、VdがVb以上となったときにn型MOSFET12をオン状態にするようにしている。ここで、比較器13には、図2に示すごとくヒステリシス幅(以下、ΔVhと示す)を設けているため、何らかの外乱によりVdがVbよりもΔVh以内の範囲で低くなったときでもn型MOSFET12をオンし続けるようにしている。こうすることによって、バッテリー9に接続した負荷26の変動によりバッテリー9の電圧が変動しても、n型MOSFET12を不必要にオフ状態にすることなく、ノイズ発生の抑制及び安定な電力供給を可能にしている。
【0015】
次に、PWM制御回路24の説明をする。PWM制御回路24はコンデンサ18の両端電圧及び電流検出器20に流れる電流を検出しており、図3に示す回路構成により図1に示すn型MOSFET23のオン・オフを制御している。図3に示すPWM制御回路において、あらかじめ基準電圧(以下、VREFと示す)、基準電流(以下、IREFと示す)及び三角波電圧(以下、Vtrと示す)を設定しておく。そして、図1に示すコンデンサ18の両端電圧VdをVREFから、電流検出器20に流れる電流をIREFから演算増幅器27,28にて引き算し、その小さい方の値をMIN回路29にて選択する。そして、このMIN回路29の出力(以下、Vfbと示す)を演算増幅器30の+側に、あらかじめ設定しておいた三角波電圧(以下、Vtrと示す)を−側に接続し、VfbがVtrよりも大のときオン、小のときオフとなるPWM信号を出力する。
【0016】
このようなPWM制御回路24を有することにより、Vd、Idがある目標値以上の値を示していた場合には、Vd及びIdをそれぞれの目標値以下の値に制御すると共に、Vd、Idの内少なくともいずれか一方の値をその目標値そのものに制御することができる。
【0017】
このようなPWM制御回路においては、100%オンの状態にすると、短絡状態の回路に電流が流れ続け、大電流が発生してしまう可能性があり、ある程度オン時の制限を持たせることが必要であったが、本実施の形態においては逆流防止手段11において、VdがVb以上となったときにn型MOSFET12をオンするように構成しているため、短絡状態の回路に電流が流れ続けることがなく、図4に示すような100%オンの状態を採ることを可能にしている。その結果、n型MOSFET23の制御の自由度を大きくすることができ、直流発電機7及びコンデンサ8からバッテリー9及び負荷26へのより安定した電力供給を可能としている。即ち、Vcが小さくVd、Idの値が目標値を下回るような場合、100%オンの状態を実現することで、得られる最大限の電圧Vd及び電流Idを出力させることができる。さらに、Vcの上昇に伴い、100%オンの状態から連続的に時比率を下げていくことができるため、安定した制御を可能とすることができる。さらに、100%オン状態においてはn型MOSFET12のオン・オフに伴うスイッチングロスが発生しないため、電力ロスを低減させることができる。
【0018】
次に、図5を用いて図1の回路の動作原理を説明する。ここで、図1における直流発電機7からの出力電流(以下、Igと示す)、Vc、Vd、電力変換器10の出力電流(以下、Idと示す)、n型MOSFET12のオン・オフ(以下、STと示す)を縦軸にとり、STに伴うこれらの変化を、横軸に時間をとり示している。
【0019】
まず、初期状態(T0)において、STはオフ状態としており、Igは流れておらず、Vd、Id共に0となっている。そして、スイッチ25をオンにし、バッテリー9の電力をPWM制御回路24、比較器13に供給することによりこれらをオン状態にする。
【0020】
ここで、Vdを変化させるVcはVbに比べて、コンデンサ8の容量がバッテリー9の容量よりも小さい分、(式1)に示すように電流の変化に対して電圧の変化量が大きくなっている。
【0021】
q=I×t=CV (式1)
ここで、qは電気素量、Iは電流、tは時間、Cは容量、Vは電圧を示す。
【0022】
そのため、自己放電等の理由により、バッテリー9に比べて容量が小さいコンデンサ8の電圧Vcは、バッテリー9の電圧Vbに比べて低くなっていると考えられる。
【0023】
この時、Vd及びIdは共に0であるため、図3におけるVfbは最大となり、PWM回路はn型MOSFET12を100%オンの状態としている。一方、n型MOSFET12はVdがVbよりも低くなっているため、逆流防止手段11によってオフ状態にされている。
【0024】
従来の構成においては、このようにVbに比べてVdが低くなっているときに、電源システムを起動させたり、変換したバッテリーを取り付けたりすると、この電圧差に伴いバッテリー9からコンデンサ8に大電流が流れ、電源システム全体の信頼性を低下させる恐れがあったが、本実施の形態においては、n型MOSFET12のソース、即ちn型MOSFET12における寄生ダイオード(図示せず)のアノードをコンデンサ8側に、n型MOSFET12のドレイン、即ち寄生ダイオード(図示せず)のカソードをバッテリー9側に接続し、且つ逆流防止手段11に、VdがVb以上にならなければn型MOSFET12をオンしないよう制御させているため、バッテリー9からコンデンサ8へ大電流が流れることがなく、電力ロスを防ぐことができる。
【0025】
次に、T1において直流発電機7から発電電流Igが流れ始めると、コンデンサ8は電荷を蓄え、Vcを向上させる。このとき、電力変換器10の出力電圧Vdは、100%オン状態のn型MOSFET23を介して、Vcと略同じ電圧に充電される。
【0026】
その後、T2においてVdの値がVbに達すると、それを検知した逆流防止手段11がn型MOSFET12をオン状態にする。この時VdはVbの値に達しているため、バッテリー9からコンデンサ8にスパイク状の大電流を流すこともない。
【0027】
次に、T3において直流発電機7から大電力が発電されると、コンデンサ18の両端電圧及び電流検出器20の電流をPWM制御回路24が検出し、PWM信号によりn型MOSFET23のオン時を制限し、電流Idが出力される。このIdはバッテリー9及び負荷26に供給される。一方、直流発電機7から発生した電流Igの内、この電流Idを差し引いた電流がコンデンサ8へ流れ、Vcを上昇させる。
【0028】
このとき、電力変換器10の出力Vd、Idは、PWM制御回路24により、それぞれの目標値以下の値に制御されると共に、Vd、Idいずれか一方の値をその目標値そのものに制御されている。負荷26に流れる電流が小さいときは、定電圧制御によりVdが目標値で一定になるよう制御され、負荷26の両端電圧が大きいときは、定電流制御によりIdが目標値で一定になるよう制御される。
【0029】
その後、T4において直流発電機7からの発電による出力が停止すると、コンデンサ8からバッテリー9への電流Idの流出により、Vcが低下する。この時も、Idはバッテリー9及び負荷26に供給されている。
【0030】
そして、T5においてVcがVbと等しくなるとIdは0となり、コンデンサ8とバッテリー9は等電位を維持する。ちなみにこの時、PWM信号を100%オン状態としておくことで、安定な制御を可能としている。
【0031】
このような構成により、システム全体の始動時、あるいはバッテリー9の交換時等に、自己放電などによってVcが大きく下がり、Vbよりも低電位になったとしても、逆流防止手段11が、VdがVb以上となったときにn型MOSFET12をオンするように制御している、すなわちVdがVb以上になるまではオンしないよう制御しているため、その電位差に伴う大電流がバッテリー9から電力変換器10を介してコンデンサ8に流れることがなく、電力ロスを防ぐことができる。
【0032】
また、逆流防止手段11が、VdがVb以上になるまでn型MOSFET12をオンしないようにしているため、短絡状態の回路に電流が流れ続けることがなく、100%オンの状態を可能にしており、その結果、n型MOSFET23の制御の自由度を大きくすることができ、直流発電機7及びコンデンサ8からバッテリー9及び負荷26への安定した電力供給を可能としている。
【0033】
なお、PWM制御回路24に個別の駆動用電源(図示せず)を設ければ100%オンの状態を安定的に保つことができて望ましい。
【0034】
さらに本実施の形態においては、n型MOSFET12のソースからドレインへ接続される寄生ダイオードを積極的に利用することで、逆流防止手段11の電圧検出精度を低くしても動作可能な構成としている。即ち、n型MOSFET12のオンのタイミングをVdがVbと厳密に同一の値になるよう設定する必要がなく、VdがVbよりもある程度高くなったときにオンするよう設定しておいても、Vdが、Vb電圧を少しでも超えたときに、寄生ダイオードが順バイアスになり電流を流すため、問題なく動作させることができる。
【0035】
なお、スイッチング素子としては、ここで示したn型MOSFET12,23のように寄生ダイオードを内蔵するものとしてp型MOSFET(図示せず)を用いた場合、ドレインとソースとを逆につなぎ、比較器13の正入力端と負入力端とを逆につなげば同様の構成とすることができる。また、寄生ダイオードを内蔵しないトランジスタやIGBTなどのスイッチング素子を用いた場合、ダイオード(図示せず)をそのスイッチング素子に並列に且つアノードをコンデンサ8側、カソードをバッテリー9側に接続すれば同様の構成とすることができる。ただし、n型MOSFETを用いると、低抵抗且つスイッチングスピードが速いため最も望ましい。
【0036】
なお、コンデンサ8が電気二重層キャパシタであれば、瞬時に大容量の電気エネルギーを負荷に供給することができるので、望ましい。
【0037】
また、バッテリー9が二次電池であれば負荷に対して時間の電力供給を可能とすることができ望ましい。
【0038】
なお、電力変換器10は昇降圧スイッチング電源でもかまわない。
【0039】
なお、図6に示すごとく、入力端子6A,6Bに直流発電機7を接続し、この直流発電機7の両端にはコンデンサ8を並列に接続し、このコンデンサ8には電力変換器10を介してバッテリー9を並列に接続し、コンデンサ8と電力変換器10との間には逆流防止手段11を介在させる構成としても、VcがVbよりも高電位にならないとn型MOSFET12はオンしない構成としているため、VcがVbよりも低電位になったとしても、その電位差に伴う電流がバッテリー9から電力変換器10を介してコンデンサ8に流れることがなく、電力ロスを防ぐ効果を有することができる。
【0040】
ただし、図1のような構成をとった方が、VdがVbよりも低い時においても、電力変換器10にVbからの電圧が加わり続けないために、電力変換器10の劣化を防ぐことができるため望ましい。
【0041】
さらに図7に示すごとく、負荷31、スイッチ32を設けることによりコンデンサ8の長寿命化を図ることができる。即ち、システム停止時などにおいてはスイッチ32をオンにし、コンデンサ8の両端電圧を低減することにより、コンデンサ8に長時間電圧が印加されることによるコンデンサ8の寿命低下を防止することができる。
【0042】
なお、この図7のような構成をとり得たのは、そもそもn型MOSFET12のソースをコンデンサ側、ドレインをバッテリー側に接続する、即ちこのn型MOSFET12の寄生ダイオードのアノードをコンデンサ8側、カソードをバッテリー9側に接続し、且つ逆流防止手段11によりVdがVb以上となるまではオンしないように制御しているためであり、この構成をとらなければ、システム始動時において、負荷31により両端電圧を低下させたコンデンサ8にバッテリー9から電流が流れてしまい、電力変換器10などにおいて電力ロスが生じてしまう。この構成により、初めてコンデンサ8の劣化防止と電力ロスとを両立することができる。
【0043】
(実施の形態2)
以下、本発明の実施の形態2における電源システムについて図面を参照しながら説明する。なお、実施の形態1と同様の構成を有するものについては、同一の符号を付しその説明を省略する。
【0044】
図8において、実施の形態1と異なる点は、抵抗14と抵抗15との接続点にダイオード33のアノードを接続すると共に、ダイオード33のカソードに外部端子34を接続することにより、n型MOSFET12を外部端子34で強制的にオフすることができる構成としたものである。
【0045】
この構成により、スイッチ32がオンされ、この電源システムが大電流を要求する負荷35に接続されても、電力ロスを防ぐことを可能としている。以下、図9においてその具体的な動作を示す。
【0046】
図9において、発電機7からの出力電流(以下、Igと示す)、大電流を要求する負荷35を流れる電流(以下、Isと示す)、コンデンサ8を流れる電流(以下、Icと示す)、コンデンサ8の両端電圧(以下、Vcと示す)に付随するコンデンサ18の両端電圧(以下、Vdと示す)、外部端子34のオン・オフ信号(以下、SCと示す)、n型MOSFET12のオン・オフ(以下、STと示す)、スイッチ32のオン・オフ(以下、SSと示す)の変化を、横軸に時間をとり示している。
【0047】
まず、初期状態(T0)ではSCはオン信号を出力し、STはオン状態、SSはオフ状態となっており、VdがVbに達した状態から説明する。なお、VdがVbに達するまでの動作は実施の形態1と同様のため、ここでは省略する。
【0048】
T1において、SSをオン状態とし、電源システムに大電流を要求する負荷35を接続したとき、負荷35にはコンデンサ8から電流Isが流れる。このときSCをオフにすることで電力ロスの発生を防ぐことができる。即ち、SCをオフにするとダイオード33を介して抵抗14と抵抗15との接続点の電圧が下がり、この接続点に正入力端を接続した比較器13はn型MOSFET12をオフ状態にする。
【0049】
こうすることにより、バッテリー9から大電流を要求する負荷35へ大電流が流れることによる電力ロスを防ぐことができる。その上、大電流を要求する負荷35への電流供給を原因とするVbの低下を防ぐことができ、その結果、負荷26への電流供給不足を防止することができる。この時VdはVbよりも低下している。
【0050】
次に、T2において大電流を要求する負荷35への電流供給を完了し、SSをオフにすると、コンデンサ8から負荷35への電流供給は止まるが、VdはVbよりも低いままとなっている。この時、SCを仮にオン状態にしたとしても、比較器13はVdとVbを検出しているため、n型MOSFET12をオン状態にせず、バッテリー9から負荷35へ大電流が流れることによる電源システム全体の信頼性の低下を心配する必要はない。
【0051】
その後、T3において直流発電機7から発電電流Igがコンデンサ8へと流れ、Vcの上昇に伴いVdがVbに達すると、その電圧を抵抗14,15から検知した比較器13がn型MOSFET12をオン状態にする。
【0052】
このような構成により、大電流を要求する負荷35を接続しても、n型MOSFET12を外部端子34によりオフ状態にすることができ、電力ロスを防ぐことができる。その上、大電流を要求する負荷35への大電流供給を原因とするVb低下による負荷26への電流供給不足を防止することができる。さらに、n型MOSFET12のソースをコンデンサ8側、ドレインをバッテリー9側に接続し、且つSCをオンにしたときでも、比較器13がVdとVbの電位差を検知し、VdがVbに達してからn型MOSFET12をオン状態にするようにしているため、バッテリー9から電圧が低下しているコンデンサ8へ大電流が流れることによる電力ロスが発生しない。
【0053】
なお、図10に示すごとく、抵抗16と抵抗17との接続点にダイオード33のカソードを接続し、そのアノードと外部端子34との間に反転回路36を設けても同様の効果を得ることができる。
【0054】
また、図11に示すごとく、図8におけるダイオード21の代わりにn型MOSFET37を用い、そのソースをコンデンサ22の一端に、そのドレインをn型MOSFET23のソースに、そのゲートをPWM制御回路24に接続し、且つ図8における電流検出器20の代わりに双方向電流検出器38を設けることにより、バッテリー9からコンデンサ8へ、PWM制御回路24でその値を制御しながら電流を供給することができる。そうすることで、スイッチ32がオンとなり大電流を要求する負荷35へ電流の供給が必要となる前に、あらかじめコンデンサ8に直流発電機7に頼らずバッテリー9から電力を供給しておくことを可能とすることができる。
【0055】
(実施の形態3)
以下、本発明の実施の形態3における電源システムについて図面を参照しながら説明する。なお、実施の形態1と同様の構成を有するものについては、同一の符号を付しその説明を省略する。
【0056】
図12において、実施の形態1と異なる点は、抵抗14と抵抗15との接続点にアノードを接続すると共にコンデンサ8の一端にカソードを接続したダイオード39を設けた点である。
【0057】
この構成により、直流発電機7やコンデンサ8、電力変換器10、その他配線などが故障し、その結果、コンデンサ8の一端と他端との間がショートし、一定以下に電圧が低下しても、バッテリー9からコンデンサ8へ大電流が流れることを防ぐことができる。即ち、コンデンサ8の電圧が一定以下に低下したときには、ダイオード39を介して比較器13の正入力端の電圧が低下することで、n型MOSFET12をオフにすることができるので、バッテリー9から大電流が流れること無く、電源システム全体での信頼性の低下を防止することができる。
【0058】
従って、たとえ故障が発生しても、大電流が各部に流れることで発生する2次的な故障を防ぐことができる、安全な電源システムを提供することができる。
【産業上の利用可能性】
【0059】
本発明の電源システムは、信頼性の低下を防止することができる構成となっており、自動車の電源システム及び各種電子機器の電源システムとして有用である。
【図面の簡単な説明】
【0060】
【図1】本発明の実施の形態1における電源システムの回路図
【図2】本発明の実施の形態1における比較器の動作説明図
【図3】本発明の実施の形態1におけるPWM制御回路の回路図
【図4】本発明の実施の形態1におけるPWM制御回路の動作説明図
【図5】本発明の実施の形態1における電源システムの動作説明図
【図6】本発明の実施の形態1における電源システムの回路図
【図7】本発明の実施の形態1における電源システムの回路図
【図8】本発明の実施の形態2における電源システムの回路図
【図9】本発明の実施の形態2における電源システムの動作説明図
【図10】本発明の実施の形態2における電源システムの回路図
【図11】本発明の実施の形態2における電源システムの回路図
【図12】本発明の実施の形態3における電源システムの回路図
【図13】従来の電源システムの回路図
【符号の説明】
【0061】
6A,6B 入力端子
8 コンデンサ
9 バッテリー
10 電力変換器
11 逆流防止手段
12 n型MOSFET(スイッチング素子)




 

 


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