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発明の名称 電源装置
発行国 日本国特許庁(JP)
公報種別 公開特許公報(A)
公開番号 特開2007−60856(P2007−60856A)
公開日 平成19年3月8日(2007.3.8)
出願番号 特願2005−245626(P2005−245626)
出願日 平成17年8月26日(2005.8.26)
代理人 【識別番号】100097445
【弁理士】
【氏名又は名称】岩橋 文雄
発明者 武田 芳彦
要約 課題
三相入力の整流回路において、高調波電流の低減と入力力率の改善を簡単な構成で実現すること。

解決手段
三相交流電源1と、三相交流電源1とリアクトル2から4を介して接続されるダイオードブリッジ5と、ダイオードブリッジ5の直流出力を平滑する電解コンデンサ14と、負荷15とを備えた整流回路において、ダイオードブリッジ5の直流出力に並列に2個直列接続したダイオードブリッジ6および7と、ダイオードブリッジ5の交流入力端とダイオードブリッジ6および7の交流入力端との間にコンデンサ8から13とを備えることにより、簡単な構成で高調波電流を低減するとともに入力力率の改善が可能となる。
特許請求の範囲
【請求項1】
三相交流電源と、前記三相交流電源とリアクトルを介して接続される6個のダイオードからなる第1のダイオードブリッジと、前記第1のダイオードブリッジと正極出力端を共通に接続される6個のダイオードからなる第2のダイオードブリッジと、前記第1のダイオードブリッジと負極出力端を共通に接続されるとともに正極出力端を前記第2のダイオードブリッジの負極出力端と接続される6個のダイオードからなる第3のダイオードブリッジと、前記第1のダイオードブリッジの交流入力端と前記第2のダイオードブリッジの交流入力端および前記第1のダイオードブリッジの交流入力端と前記第3のダイオードブリッジの交流入力端との間におのおの接続される6個のコンデンサとを備えたことを特徴とする電源装置。
【請求項2】
第1のダイオードブリッジの交流入力端とコンデンサとの間に第1の開閉手段を設けたことを特徴とする請求項1に記載の電源装置。
【請求項3】
第2のダイオードブリッジと第3のダイオードブリッジとの間に第2の開閉手段を設けたことを特徴とする請求項1に記載の電源装置。
【請求項4】
開閉手段をトランジスタやサイリスタなどの一方向に流れる電流のみを制御することが可能な1つの有極性半導体素子で構成したことを特徴とする請求項3に記載の電源装置。
【請求項5】
負荷両端の電圧を検出する直流電圧検出手段を設け、直流電圧に応じて開閉手段を制御することを特徴とした請求項2から4のいずれか一項に記載の電源装置。
【請求項6】
入力電流検出手段を設け、入力電流に応じて開閉手段を制御することを特徴とした請求項2から4のいずれか一項に記載の電源装置。
【請求項7】
出力電力検出手段を設け、出力電力に応じて開閉手段を制御することを特徴とした請求項2から4のいずれか一項に記載の電源装置。
【請求項8】
負荷に流れる電流を検出する直流電流検出手段を設け、直流電流に応じて開閉手段を制御することを特徴とした請求項2から4のいずれか一項に記載の電源装置。
【請求項9】
予備充電制御手段を設け、開閉手段を投入する際にコンデンサに流れる電流を抑制するために前記予備充電制御手段によって前記開閉手段を制御することを特徴とした請求項2から8のいずれか一項に記載の電源装置。
【請求項10】
6個の増設コンデンサと、前記増設コンデンサに接続される増設コンデンサ開閉手段とを設け、第1のダイオードブリッジの交流入力端子に接続されるコンデンサの各々に対して並列に接続したことを特徴とする請求項1から9のいずれか一項に記載の電源装置。
【請求項11】
負荷両端の電圧を検出する直流電圧検出手段を設け、直流電圧に応じて増設コンデンサ開閉手段を制御することを特徴とした請求項10に記載の電源装置。
【請求項12】
入力電流検出手段を設け、入力電流に応じて増設コンデンサ開閉手段を制御することを特徴とした請求項10に記載の電源装置。
【請求項13】
出力電力検出手段を設け、出力電力に応じて増設コンデンサ開閉手段を制御することを特徴とした請求項10に記載の電源装置。
【請求項14】
直流電流検出手段を設け、直流電流に応じて増設コンデンサ開閉手段を制御することを特徴とした請求項10に記載の電源装置。
【請求項15】
増設コンデンサ予備充電制御手段を設け、増設コンデンサ開閉手段を投入する際に増設コンデンサに流れる電流を抑制するために前記増設コンデンサ予備充電制御手段によって前記増設コンデンサ開閉手段を制御することを特徴とした請求項10から14のいずれか一項に記載の電源装置。
【請求項16】
リアクトルに流れる電流が所定の値以上となった場合に、その電流に応じて前記リアクトルのインダクタンスが低下するような飽和特性を持たせたことを特徴とする請求項1から請求項15のいずれか一項に記載の電源装置。
【請求項17】
リアクトルとして1つの鉄心の3つの脚にそれぞれ巻き線を施した三相リアクトルを用いたことを特徴とする請求項1から16のいずれか一項に記載の電源装置。
発明の詳細な説明
【技術分野】
【0001】
本発明は、三相交流電源を直流に変換するとともにその三相交流電源に流れる高調波電流を低減し、入力力率の改善を図る電源装置に関するものである。
【背景技術】
【0002】
従来、三相交流を直流に変換する電源装置としては、6個のダイオードから成るダイオードブリッジとその直流出力に設けられた直流リアクトルを組み合わせたいわゆる三相全波整流を行う電源装置が最も基本的なものとして広く一般的に用いられている。しかし、このような単純な方式の電源装置では力率を一定レベル以上に改善することができず、発生する高調波電流による系統への悪影響についても問題とされてきた。そこで、近年、力率改善と高調波電流低減を目的として三相交流電源の電流を正弦波に近づけて直流に変換する電源装置が開発されている。
【0003】
このような電源装置としては、主としてスイッチング素子を数kHzから十数kHzで駆動して、スイッチング素子を流れる電流を高速制御し、目標となる基準正弦波形に追従させる方式がとられることが多いが、部品点数が多く制御手段が複雑となることや、ノイズ発生、コスト高などの課題があった。
【0004】
一方、スイッチング素子を利用しない電源装置では、一般的に用いられる力率改善と高調波低減の手段として交流入力側に交流リアクトルを挿入することが行われている。しかし、海外の高調波電流規制に対応させるためには交流リアクトルのインダクタンスを数十mH程度に設定する必要があり、この場合は負荷量が増えるに従って直流電圧が大幅に低下するという課題と、入力力率が遅れ力率となって悪化するという課題があるため適用範囲は限られていた。
【0005】
そこで近年、スイッチング素子を有する電源装置に対して回路の簡素化と低コストを実現するとともに、単なる交流リアクトルの適用に比して高負荷時に直流電圧の低下と力率悪化を防止でき、かつ高調波電流低減が可能な電源装置(以下、高力率電源装置とする。)が提案されている。
【0006】
例えば従来の受動部品を組み合わせて力率改善と高調波電流低減を図る高力率電源装置としては、三相交流電源に接続される6個のダイオードから成るダイオードブリッジと、このダイオードブリッジの正極出力側の3個のダイオードにそれぞれ並列に接続された3個のコンデンサと、ダイオードブリッジの交流入力端子と三相交流電源との間にそれぞれ介挿されて3個のコンデンサとの間で三相交流電源の周波数に等しい周波数の共振回路を形成する3個のリアクトルとを具備した電源装置がある(例えば、特許文献1参照)。
【0007】
以下、図面を参照しながら従来の高力率電源装置について説明する。図25は特許文献1に記載されている三相交流電源から直流電力を得る従来の高力率電源装置の構成図である。この高力率電源装置のダイオードブリッジ5は正極出力側の3個のダイオードD1、D2、D3と負極出力側の3個のダイオードD4、D5、D6からなる。そして正極出力側の各ダイオードD1、D2、D3にはコンデンサC1、C2、C3がそれぞれ並列接続されている。
【0008】
U相、V相およびW相からなる三相交流電源1のU相電源Ugとダイオードブリッジ5の第1の電源入力端u(ダイオードD1のアノードとダイオードD4のカソード)との間には第1のリアクトルL1が直列に介挿され、また同様にV相電源Vgと第2の電源入力端
v(ダイオードD2のアノードとダイオードD5のカソード)との間には第2のリアクトルL2が介挿され、W相電源Wgと第3の電源入力端w(ダイオードD3のアノードとダイオードD6のカソード)との間には第3のリアクトルL3が介挿されている。
【0009】
ダイオードブリッジ5の正極出力側は出力端OUT1に接続され、負極出力側は出力端OUT2に接続されている。なお出力端OUT2を接地すると電源装置の直流電圧は正電圧となる。なお、直流電圧は、例えばリアクトルLfとコンデンサCfからなる平滑回路で平滑され負荷抵抗RLに供給される。
【0010】
以上のように構成された高力率電源装置においては、各相電源Ug、Vg、Wgによって、電源入力端u、v、wに流れる各相電流iu、iv、iwは、ダイオードD1からD6の整流作用にもかかわらず正弦波化される。この電流の正弦波化についてU相を例に説明する。図26はU相電源Ugによって、ダイオードブリッジ5の第1の電源入力端u、ダイオードD1、D4およびコンデンサC1に流れる電流と、三相交流電源1の電源波形を説明するための波形図である。また、図27はU相電源UgによるU相電流iuを説明するための図である。ここで前記各相電源Ug、Vg、Wgの各出力電圧(以下、「U相電圧、V相電圧、W相電圧」)eu、ev、ewを
eu=Em×sinωt
ev=Em×sin(ωt−2π/3)
ew=Em×sin(ωt−4π/3)
とする。なおEmは各相電圧の最大値であり、角度の単位はラジアンであり、ωは三相交流電源1の角周波数であり、tは時刻である。
【0011】
図26に示すように、U相電圧euは負、V相電圧evは正、W相電圧ewは正の関係にあり、U相電圧euは略負の最大値となる時を時刻t0とする。従って図27(a)に示すように、ダイオードD4は導通して負極出力側から電流id4が流れている。ダイオードD4の順方向電圧降下Vfは略0ボルトとみなしている。
【0012】
一方ダイオードD1は遮断して、コンデンサC1には、正極出力側から電流icの絶対値電流Ic(以下、電流Icは電流icの絶対値を表すものとする)が充電電流として流れて、コンデンサC1は正極出力側に接続された端子を正電圧として充電される。従って、電流id4と電流icとは電源入力端uからリアクトルL1を介してU相電源Ugへと流れるU相電流iuとなり、U相電流iuの絶対値Iuは(以下、U相電流IuはU相電流iuの絶対値を表すものとする)、
Iu=id4+Ic・・・(1)
である。なお電流の流れる方向を明確にするため、U相電流iuとコンデンサC1の電流icは絶対値で表示している。またU相電圧euの絶対値電圧を電圧Euとする。以下、絶対値で表示した電流等は電流の流れる方向等を明確にするためである。
【0013】
またコンデンサC1の充電電圧を電圧Vcとする。後述するように時刻t0以前に、コンデンサC1は既に充電状態にあるが、時刻t0以降、コンデンサC1は電流Icによって更に充電され、電圧Vcはその最大値まで上昇する。その後にU相電圧euは正となると、図27(b)に示すように電流Icはコンデンサの充電電流から放電電流へと変わる。このときU相電流Iuは、
Iu=Ic−id4・・・(2)
である。
【0014】
電流Icが充電電流から放電電流へと変わった時(この時刻をtcとする)には、図26に示すようにV相電圧evはU相電圧euに比べて低電圧となっているので、V相電圧evが印加されているダイオードD5がやがて導通し、ダイオードD4に流れていた電流i
d4は、ダイオードD5へ流れるようになり、ダイオードD4が遮断する。このようにしてダイオードD4が遮断する時刻はt1であり、このときダイオードD4のアノード・カソード間電圧は逆方向電圧となる。この逆方向電圧をVrとすると、Vrは負である。
【0015】
かくして、時刻t0〜時刻t1の期間では、リアクトルL1とコンデンサC1で構成される共振回路に電源周波数に共振した共振電流が流れることになる(以下、電源周波数に共振した共振回路を「共振回路」と表示する)。時刻t1を経過すると、上述したように、ダイオードD4が遮断し且つ電流Icは既にコンデンサC1の電圧Vcの放電電流となっている。ここで、コンデンサC1が放電し尽くすまでの期間、図27(c)に示すように、コンデンサC1に並列接続されたダイオードD1は、カソード側が正電圧であり遮断している。従って、この期間では、U相電流Iuと電流Icとは等しくなり、
Iu=Ic・・・(3)
となる。やがてコンデンサC1が放電し尽くすと、ダイオードD1は導通して電流id1
が流れる。このようにしてダイオードD1が導通する時刻はt2である。
【0016】
一方、時刻t1から時刻t2に至る期間では、ダイオードD4の逆方向電圧Vrは、コンデンサC1の放電による電圧Vcの減少に伴い、0Vから次第に上昇している。かくして、時刻t1から時刻t2の期間、リアクトルL1とコンデンサC1の共振回路に共振電流が流れることになる。
【0017】
上述のようにコンデンサC1が放電し尽くして、電流id1がダイオードD1に流れると(時刻t2を経過すると)、電圧Vc(ダイオードD1の順方向電圧降下Vfと同一電圧)は略0ボルトになる。このときU相電流Iuと電流の絶対値Id1とは等しくなり(以下、電流Id1はU相電流id1の絶対値を表すものとする)、
Iu=Id1・・・(4)
となって、U相電流iu(電流id1)が出力端OUT1から負荷へ供給される。やがてU相電流iuの極性は反転するが、この反転時刻を時刻t3とする。
【0018】
上述したように時刻t2から時刻t3まで、リアクトルL1はコンデンサC1と共振回路を構成しない。しかし、ダイオードブリッジ5としては、図28に示すように、V相ではリアクトルL2とコンデンサC2が、W相ではリアクトルL3とコンデンサC3が共振回路として作用するので、V、W各相の共振電流(電源入力端v、wから流出する電流)がリアクトルL1を介して電源入力端uに流れることになる。
【0019】
かくして、時刻t2からt3の期間、リアクタL1には共振電流が流れることになる。なお図28は、遮断しているダイオードは図示を省略し、導通しているダイオードのみを示している。またダイオードD1が導通しているので、コンデンサC1はコンデンサとして作用しないため、図示を省略している。
【0020】
時刻t3でU相電流iuの極性が反転してダイオードD1が遮断し、更に時刻t3を経過しても、ダイオードD4は未だ導通していないため、コンデンサC1には、電源入力端uに向かって(充電)電流icが流れ、電圧Vcが上昇する。この電流はU相電流iuとなる。従って、この期間では、U相電流Iuと電流Icとは等しくなり、
Iu=Ic・・・(5)
となる。
【0021】
一方、ダイオードD4には、時刻t1以降、逆方向電圧Vrが印加されているが、出力端OUT1およびOUT2に発生する直流電圧をV10とすると、
V10=Vc+Vr
である。ここで直流電圧V10は、U相電圧eu、V相電圧evおよびW相電圧ewによ
って電源入力端u、v、wに発生する各瞬時電圧の絶対値の最も高い電圧を出力したものである。従って、直流電圧V10は、U相電圧euのみならずV相電圧evおよびW相電圧ewにリンク(関連)した電圧となる。
【0022】
そうすると、ダイオードD4を遮断している逆方向電圧Vrも、一時、V相電圧evおよびW相電圧ewにリンクして上昇するが、やがて電圧Vcの上昇と直流電圧V10の低下に伴い、やがてダイオードD4の逆方向電圧Vrは0ボルトに低下し、ダイオードD4のアノード・カソード間電圧の極性が反転してダイオードD4は導通する。ダイオードD4が導通する時刻を時刻t4とする。このときコンデンサC1は電流icで引き続き充電されている。
【0023】
かくして、時刻t3からt4の期間、リアクトルL1とコンデンサC1の共振回路に共振電流が流れることになる。ここで時刻t4におけるダイオードブリッジ5の動作状態は時刻t0におけるダイオードブリッジ5の動作状態と同一であり、前述したように時刻t0においてコンデンサC1は既に充電状態にあることになる。こうしてダイオードブリッジ5は上述した時刻t0からt4の期間の動作を繰り返す。以上のように、従来の電源装置ではU相電流iuが共振化回路によって正弦波状となり、同様にV相とW相電流についても正弦波状の電流が流れることから高調波電流を低減することが可能となる。また、負荷容量によってリアクトルL1からL3のインダクタンスとコンデンサC1からC3の定数を適切に選定することにより定格負荷時の入力力率をほぼ1にすることが可能となる。
【特許文献1】特開2002−369530号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【0024】
しかしながら、前記従来の高力率電源装置の構成では、定格負荷時に入力力率を99%以上として最大になるようリアクトルとダイオードに並列接続されるコンデンサの定数を選定すると、ほとんどの場合50%負荷時には入力力率は90%以下に低下してしまう。これはコンデンサの位相進み電流の影響によるものである。従って、常時定格負荷運転とする場合には問題ないが、通常は50%以下の負荷率で運転するような場合には不利となる。また、高調波電流を低減し、IEC高調波電流規制に適合させつつ定格負荷時の入力力率を99%以上にするためには使用するリアクトルのインダクタンスが大きくなり、回路全体の外形、重量、コスト面での課題となっていた。
【0025】
本発明は、前記従来課題を解決するものであり、定格負荷時の入力力率を99%以上となるよう各部品の定数を選定しても、負荷率50%時の入力力率低下を5%以内に抑えるとともに、入力力率改善と高調波電流低減を両立するリアクトルのインダクタンスを従来回路に比較して30%程度低減することで装置全体の小型化と軽量化を図り、コストを低減することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【0026】
前記従来の課題を解決するために、本発明の電源装置は、三相交流電源と、三相交流電源とリアクトルを介して接続される第1のダイオードブリッジと、第1のダイオードブリッジの直流出力を平滑する電解コンデンサと、第1のダイオードブリッジの直流出力に並列に2個直列接続した第2のダイオードブリッジおよび第3のダイオードブリッジと、第1のダイオードブリッジの交流入力端と第2のダイオードブリッジおよび第3のダイオードブリッジの交流入力端との間にコンデンサを備えることにより、簡単な構成で高調波電流を低減するとともに入力力率を改善することができる。
【発明の効果】
【0027】
本発明の電源装置は、3つのリアクトルと1つのダイオードブリッジを用いた基本的な
三相全波整流回路に対して、2つのダイオードブリッジとこれらに接続される6つのコンデンサを追加した簡単な構成で入力電流を正弦波状として高調波電流を低減することができるとともに入力力率の改善が可能であり、従来の高力率電源装置と比較してもリアクトルの小型化と軽負荷時の入力力率低下抑制が可能となる。
【発明を実施するための最良の形態】
【0028】
第1の発明は、三相交流電源と、三相交流電源とリアクトルを介して接続される6個のダイオードからなる第1のダイオードブリッジと、第1のダイオードブリッジと正極出力端を共通に接続される6個のダイオードからなる第2のダイオードブリッジと、第1のダイオードブリッジと負極出力端を共通に接続されるとともに正極出力端を第2のダイオードブリッジの負極出力端と接続される6個のダイオードからなる第3のダイオードブリッジと、第1のダイオードブリッジの交流入力端と第2のダイオードブリッジの交流入力端および第1のダイオードブリッジの交流入力端と第3のダイオードブリッジの交流入力端との間におのおの接続される6個のコンデンサとを備えたことを特徴とする電源装置であり、高調波電流低減と入力力率の改善が可能となる。
【0029】
第2の発明は、特に第1の発明において第1のダイオードブリッジの交流入力端とコンデンサとの間に開閉手段を設けたことを特徴とした電源装置であり、三相全波整流の電源装置と高力率電源装置としての動作を切り替えることが可能となる。
【0030】
第3の発明は、特に第1の発明において第2のダイオードブリッジと第3のダイオードブリッジとの間に開閉手段を設けたことを特徴とした電源装置であり、三相全波整流の電源装置と高力率電源装置としての動作の切り替えを1点で行うことが可能となる。
【0031】
第4の発明は、特に第3の発明において開閉手段をトランジスタやサイリスタなどの一方向に流れる電流のみを制御することが可能な1つの有極性半導体素子で構成したことを特徴とする電源装置であり、三相全波整流の電源装置と高力率電源装置としての動作の切り替えを1点で高速に行うことができるとともに、開閉手段としての機械的寿命の問題を解決することが可能となる。
【0032】
第5の発明は、第2から第4のいずれかの発明において直流電圧検出手段を設け、直流電圧が所定値を超えた場合に開閉手段を開放することを特徴とした電源装置であり、通常運転状態での高調波電流低減と入力力率の改善が可能となるとともに、軽負荷時の直流電圧上昇の防止と、それに伴う入力力率低下と高調波電流増大の防止をすることが可能となる。
【0033】
第6の発明は、第2から第4のいずれかの発明において入力電流検出手段を設け、入力電流が所定値を下回った場合に開閉手段を開放することを特徴とした電源装置であり、通常運転状態での高調波電流低減と入力力率の改善が可能となるとともに、軽負荷時の直流電圧上昇の防止と、それに伴う入力力率低下と高調波電流増大の防止をすることが可能となる。
【0034】
第7の発明は、第2から第4のいずれかの発明において出力電力検出手段を設け、出力電力が所定値を下回った場合に開閉手段を開放することを特徴とした電源装置であり、通常運転状態での高調波電流低減と入力力率の改善が可能となるとともに、軽負荷時の直流電圧上昇の防止と、それに伴う入力力率低下と高調波電流増大の防止をすることが可能となる。
【0035】
第8の発明は、第2から第4のいずれかの発明において直流電流検出手段を設け、直流電流が所定値を下回った場合に開閉手段を開放することを特徴とした電源装置であり、通
常運転状態での高調波電流低減と入力力率の改善が可能となるとともに、軽負荷時の直流電圧上昇の防止と、それに伴う入力力率低下と高調波電流増大の防止をすることが可能となる。
【0036】
第9の発明は、第2から第8のいずれかの発明において予備充電制御手段を設け、開閉手段を投入する際に予備充電制御手段によって開閉手段を制御することを特徴とした電源装置であり、開閉手段投入の際にコンデンサに流れる過大な電流の発生を防止することが可能となる。
【0037】
第10の発明は、第1から第9のいずれかの発明において6個の増設コンデンサと、増設コンデンサに接続される増設コンデンサ開閉手段とを設け、第1のダイオードブリッジの交流入力端子に接続されるコンデンサの各々に対して並列に接続したことを特徴とした電源装置であり、コンデンサ容量を負荷に応じて切り替えることにより直流電圧低下防止と、入力力率改善および高調波電流低減のための適切な定数選定が可能となる。
【0038】
第11の発明は、特に第10の発明において直流電圧検出手段を設け、直流電圧が所定値を下回った場合に増設コンデンサ開閉手段を投入することを特徴とした電源装置であり、重負荷時の直流電圧低下の防止と入力力率低下の防止をすることが可能となる。
【0039】
第12の発明は、特に第10の発明において入力電流検出手段を設け、入力電流が所定値を越えた場合に増設コンデンサ開閉手段を投入することを特徴とした電源装置であり、重負荷時の直流電圧低下の防止と入力力率低下の防止をすることが可能となる。
【0040】
第13の発明は、特に第10の発明において出力電力検出手段を設け、出力電力が所定値を超えた場合に増設コンデンサ開閉手段を投入することを特徴とした電源装置であり、重負荷時の直流電圧低下の防止と入力力率低下の防止をすることが可能となる。
【0041】
第14の発明は、特に第10の発明において直流電流検出手段を設け、直流電流が所定値を超えた場合に増設コンデンサ開閉手段を投入することを特徴とした電源装置であり、重負荷時の直流電圧低下の防止と入力力率低下の防止をすることが可能となる。
【0042】
第15の発明は、第10から第14のいずれかの発明において増設コンデンサ予備充電制御手段を設け、増設コンデンサ予備充電制御手段によって増設コンデンサ開閉手段を制御することを特徴とした電源装置であり、増設コンデンサ開閉手段投入の際に増設コンデンサに流れる過大な電流の発生を防止することが可能となる。
【0043】
第16の発明は、第1から第15のいずれかの発明においてリアクトルに流れる電流が所定の値以上となった場合に、その電流に応じてリアクトルのインダクタンスが低下するような飽和特性を持たせたことを特徴とする電源装置であり、重負荷時の直流電圧低下の防止が可能となる。
【0044】
第17の発明は、第1から第16のいずれかの発明においてリアクトルとして1つの鉄心の3つの脚にそれぞれ巻き線を施した三相リアクトルを用いたことを特徴とする電源装置であり、リアクタの小型軽量化が可能となる。
【0045】
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明するが、従来例と同一構成については同一符号を付してその詳細な説明は省略する。なお、この実施の形態によって本発明が限定されるものではない。
【0046】
(実施の形態1)
図1は、本発明の第1の実施の形態における電源装置の構成図である。
【0047】
図1において、三相交流電源1は商用の電源であり、U、V、Wの各相はリアクトル2、3、4に接続されている。以下、U相、V相、W相とはこの三相交流電源1の出力端をさすものとし、UV間電圧、VW間電圧、WU間電圧についても三相交流電源1の出力間の線間電圧をさすものとする。リアクトル2、3、4は6個のダイオード5a、5b、5c、5d、5e、5fより構成される第1のダイオードブリッジ5の入力端子u、v、wに接続される。以下、uv間電圧、vw間電圧、wu間電圧とはこの入力端子間電圧を指すものとする。また、第1のダイオードブリッジ5と正極出力端を共通に接続される6個のダイオード6a、6b、6c、6d、6e、6fからなる第2のダイオードブリッジ6と、第1のダイオードブリッジ5と負極出力端を共通に接続される6個のダイオード7a、7b、7c、7d、7e、7fからなる第3のダイオードブリッジ7とが接続点nにて2個直列に接続される。そして、これら第2のダイオードブリッジ6の交流入力端および第3のダイオードブリッジ7の交流入力端と、第1のダイオードブリッジ5の交流入力端の間には入力力率改善のための6個のコンデンサ8から13がそれぞれ接続されている。また、これらの3つのダイオードブリッジ5から7の出力は電解コンデンサ14によって平滑されて負荷15に直流電圧を供給するよう構成されている。
【0048】
以上の構成において、図2から図11を用いて以下その動作、作用を説明する。まず、入力力率改善を実現するための基本的な原理について説明する。このため、入力力率改善に寄与する構成要素のみを抜き出したものを図2に示す。入力力率改善は、結局のところ入力の相電圧に位相が一致した入力電流を流すことについて説明すれば原理の説明となり、それには入力の線間電圧が直流電圧を超えた期間にのみ導通するダイオードブリッジ5は不要であるため省いている。
【0049】
次に、コンデンサ8から13に印加される電圧についての説明が必要となるが、ここで構成要素をコンデンサのままとして説明すると放電経路を考慮する必要があり、原理説明の回路構成の簡素化が困難となる。そこで、図2におけるコンデンサ8から13を抵抗器R1からR6に置き換えた上で、入力力率改善に寄与する構成部分をさらに絞った等価回路の構成図を図3(a)に示す。図3(a)では、抵抗器R1からR6に印加される電圧を説明するのに不要なリアクトル2から4、電解コンデンサ14、負荷15、ダイオード6a、6b、6cおよびダイオード7d、7e、7fを削除したものである。これら削除した構成要素は、リアクトルについては抵抗器R1からR6の印加電圧を説明するのに省略可能であり、削除した6個のダイオードはコンデンサを抵抗器に置き換えたことにより導通することがなく、開放として考えることができるため削除したものである。
【0050】
そして、図3(b)はさらに図3(a)の構成要素を見やすく描いたものであり、図3(c)は、図3(b)において抵抗器R1からR6が同じ定数であり、ダイオードがそれぞれの相に接続される抵抗器に逆並列に接続されていることから、それぞれの相に接続される構成要素をさらに単純にすべく抵抗器R7からR9に置き換えたものである。ここで抵抗器R7からR9の抵抗値は抵抗器R1からR6の半分となる。
【0051】
この図3(c)から明らかなように、本実施例においてはダイオードブリッジ6、7の交流入力端に接続される構成要素をまとめたところの抵抗器R7からR9には、三相交流電源1の各相の相電圧が印加されることとなる。これは、ダイオードブリッジ6、7を直列接続することにより、その接続点nが仮想中性点を構成することになるためである。
【0052】
本実施の形態における入力力率改善の原理は、以上のように仮想中性点が構成されることから、ダイオードブリッジ6、7の交流入力端に接続される構成要素に相電圧が印加されるため、負荷量や構成要素の定数などにほとんど関係なく相電圧のゼロクロス点から各
相の入力電流が流れ始めることとなり、入力力率が改善されるというものである。
【0053】
以上のことから、ダイオードブリッジ6、7の交流入力に接続されるR1からR6には相電圧が半波整流されて交互に印加されることになる。ここで、抵抗器R1からR6をコンデンサ8から13に戻すことを考えると、コンデンサ8から13に相電圧が半波整流された電圧を印加したとしても、コンデンサ8から13が充電されていなければ最初は相電圧のゼロクロス点から電流を流すことが可能であるが、一度充電してしまうと放電しない限り電流は流れない。
【0054】
そこで、次に抵抗器R1からR6をコンデンサ8から13に戻した場合でも、相電圧のゼロクロス点から入力電流が流れ、かつコンデンサ8からコンデンサ13に充電された電荷が放電動作によって有効に利用される動作について図4から図11を用いて説明する。なお、以下の説明については各部品の定数を適切に選定し、定格負荷時の入力力率が99%以上となるよう設計した場合における定格負荷状態での説明とする。具体的に例を挙げるならば入力線間電圧380V、定格6.5kWの電源装置において、リアクトル2から4のインダクタンス20mHから30mH程度、コンデンサ8から13の容量は10uFから20uF、電解コンデンサ容量1mFから2.2mF程度とする。
【0055】
図4は本実施の形態における回路上での電流の流れを説明するためのU相電圧euのゼロクロス点における初期状態のコンデンサ8から13の電圧分布を示した図である。また、図5から10はU相電圧euの正の半周期の間を回路内部を流れる電流経路が変化するt0からt6のタイミングで区切って6つの期間T1からT6に分け、それらの各期間における電流の流れを示すための説明図である。ここで、t0からt6のタイミングは上記の回路定数設定条件の場合はおよそ30°ごととなっている。そして、図11は各部電圧波形を示した図であり、各相電圧eu、ev、ewとコンデンサ8から13の電圧Vc8からVc13を示したものである。ここで、Vc8、Vc10、Vc12についてはダイオードブリッジ6に接続される側の電位を正極性に取り、Vc9、Vc11、Vc13については入力電源側の電位を正極性に取るものとする。以上の説明図を用いて、U相電圧の正の半周期の区間における電源装置の動作について以下に説明する。
【0056】
まず、図4で示されるt0時点での初期状態ではU相電圧euがゼロボルトであり、このときU相に接続されるコンデンサ8の電圧は、直流電圧Vdcのほぼ2/3となっている。また、コンデンサ9の電圧は0ボルトであり、以下、図11のt0時点での電圧に示すようにコンデンサ10では1/3Vdc、コンデンサ11では0ボルト、コンデンサ12では0ボルト、コンデンサ13では2/3Vdcに充電されている。初期電圧値がこのように直流電圧Vdcの1/3あるいは2/3といった電圧値となることについては回路動作説明の中で後述する。
【0057】
次に、t0からt6の意味合いを明らかにしながらT1からT6の各期間の動作について説明する。まず、t0はU相電圧が負から正に転ずる電圧ゼロクロス点であり、T1の期間では図5に示すようにU相に接続されるコンデンサ9にはダイオード7aを介して充電が行われるとともに、コンデンサ8はダイオード6aを介して電解コンデンサ14に放電を行い、この放電電流はダイオード5eを介してV相に流れることになる。また、コンデンサ9を充電した電流はさらにV相電圧が負のピーク電圧に近づいているためダイオード6eを介してコンデンサ10を充電してV相に流れる。そして、この期間では通常の整流動作として、W相からV相に向けてダイオードブリッジ5c、5eを介して電流が流れる。これはW相の電圧が低下しているにも拘らずリアクトル3、4のエネルギー放出作用により電流が連続するものである。(以下、このようにコンデンサの充放電を伴う期間の動作を充放電モードとする。)
なお、図5においては理解を容易とするためにコンデンサ8から13の充放電にかかわ
る電流を実線で示し、コンデンサ8から13を介さずダイオードブリッジ5の内臓ダイオードのみを介して電解コンデンサ14を充電する電流を破線で示している。以下、図6から図10でも同様とする。
【0058】
以上の動作を線間電圧を基準にさらに詳細に説明すると、UV間に直列に接続されるコンデンサ9、10において、コンデンサ9の電圧値が0ボルトでコンデンサ10の電圧が1/3Vdcであるため、UV間線間電圧の瞬時値が直流電圧Vdcの1/3を越えた時点で電流が流れ出すはずである。ここで、UV間電圧のピーク値がVdcに等しいとして計算すると、その角度はUV間電圧の電圧ゼロクロス点から約20°となり、U相電圧の電圧ゼロクロス点よりも角度で10°ほど進んで電流が流れ出すことになる。しかし、前述のW相からV相に向かって電流が流れている以外にもU相の電圧ゼロクロス点直前にはW相からU相にもリアクトル2、4のエネルギー放出作用により電流が流れているため、ダイオードブリッジ5のuv間電圧は0ボルトとなり、コンデンサ9、10には電流は流れない。そして、リアクトル2に蓄えられたエネルギーの放出が完了し、U相電流が0アンペアとなった時点でダイオードブリッジ5のuv間に1/3Vdcを上回る電位差が発生するためコンデンサ9、10に電流が流れることとなる。
【0059】
このように、本実施の形態における電源装置では厳密には各相の電圧ゼロクロス点からどのような場合でも必ず電流が流れはじめるというわけではないが、軽負荷時でも1/3Vdcまでuv間電圧が上昇するまでは電流が流れないため、従来回路に比較して入力力率の低下が防止でき、通常は高調波低減のためのリアクトルの存在により50%以上の負荷率ではほとんど問題とならない。この期間T1における各部の電圧変化のようすを図11で確認すると、コンデンサ8の電位は2/3Vdcから0ボルトまで単調に減少し、コンデンサ9の電位は0ボルトから1/3Vdcに、コンデンサ10の電位は1/3Vdcから2/3Vdcにそれぞれ上昇することとなる。
【0060】
ついで、期間T2における動作について説明する。ここで、t1はダイオード5のuv間電圧が直流電圧Vdcと一致する点である。従って、この期間ではダイオード5aと5eが導通するが、コンデンサ9、10に充電された電圧の和についてもVdcに等しくなるためコンデンサ9、10への充電は停止する。一方、リアクトル3、4の働きによりW相からV相への電流は連続するため、結果として図6に示すようにダイオードブリッジ5のみに電流が流れる一般的な整流回路と同様の全波整流動作(以下、全波整流モードとする。)となる。図11によって確認すると期間T2の各コンデンサに電圧の変化は見られず、コンデンサへの充放電の行われない期間であることが確認できる。
【0061】
一方、t1のタイミングはU相電圧の位相30°の点に一致し、このときのU相電圧の瞬時値は相電圧ピーク値の1/2となる。また、このときにV相電圧は負の半サイクルのピーク値となっていることから、コンデンサ9と10の電圧の比が1:2となり、それぞれ1/3Vdc、2/3Vdcに分圧されることが説明できる。
【0062】
期間T3については、t2がW相の正から負への電圧ゼロクロス点であることより、W相に接続されるコンデンサ12、13の動作は、図11に示すようにコンデンサ12のt2時点での電圧が0ボルトであることから、W相との接続点を基準として0ボルトから徐々にダイオード6fを介して充電されることとなる。また、コンデンサ13についてはW相との接続点を正として2/3Vdcに充電されていることから、W相に向けてダイオード7fを介して放電されるとともに、この電流はU相からダイオード5aを介して電解コンデンサ14の充電してコンデンサ13に戻り、蓄積した電荷を有効に利用できることとなる。一方、この期間T3ではU相の電圧がピーク値まで上昇する期間であり、コンデンサ9にも充電電流が流れる。そして、このコンデンサ9を充電した電流がダイオード7aを介してダイオード6fを通じてコンデンサ12を同時に充電することになる。また、こ
の期間ではダイオードブリッジ5のuv間電圧はVdcにクランプされたままであるため、この期間T3はダイオード5a、5eを介しての通常の整流動作をも伴う充放電モードとなる。この期間T3での電流の流れを図7に示す。
【0063】
次に、期間T4の動作について説明する。ここで、t3はダイオードブリッジ5のwu間電圧が直流電圧Vdcと一致する点である。従って、この期間ではダイオード5aと5fが導通するが、コンデンサ9、12に充電された電圧の和についてもVdcに等しくなるためコンデンサ9、12への充電は停止する。一方、リアクトル2、3の働きによりU相からV相へのダイオード5a、5eを介した電流は連続するため、結果として図8に示すようにダイオードブリッジ5のみに電流が流れる全波整流モードとなる。
【0064】
そして、期間T5の動作については、t4がV相の負から正への電圧ゼロクロス点であることより、U相ゼロクロス点からの期間T1における動作と同様に充放電モードとして考えることができる。つまり、図9に示すようにV相からの電流によりコンデンサ10はダイオード6b、5fを介して電解コンデンサ14を充電する方向にW相に向かってその電荷を放電し、同時にコンデンサ11、12をダイオード7b、6fを介して充電する。また、リアクトル2、4の働きによりダイオード5a、5fを介した電解コンデンサ14への通常の整流動作も同時に行っており、充放電モードとして動作している。
【0065】
最後に期間T6の動作について説明する。ここでt5はダイオードブリッジ5のvw間電圧が直流電圧Vdcと一致する点である。従って、この期間ではダイオード5bと5fが導通するが、コンデンサ11、12に充電された電圧の和についてもVdcに等しくなるためコンデンサ11、12への充電は停止する。一方、リアクトル2、4の働きによりU相からW相への電流はダイオード5a、5fを介して連続するため、結果として図10に示すようにダイオードブリッジ5のみに電流が流れる全波整流モードとなる。
【0066】
以上、U相電圧が正の半サイクルにおいて本実施の形態における電源装置の動作について説明したが、負の半サイクルについても対称的な動作を行うものであり、またV相やW相についても同様に考えることができる。このようにして本実施の形態における電源装置は、三相交流電源側に配置された3個のダイオードブリッジ5、6、7によって6個のコンデンサに相電圧が印加されるように構成されるとともに、そのコンデンサの充放電を切り替えて充放電モードと全波整流モードを交互に繰り返すように構成されていることから、各相電圧の電圧ゼロクロスに一致した電流を連続的に流すことが可能となり、入力力率の改善が可能となるものである。
【0067】
図12は本実施の形態において、入力周波数50Hz、入力線間電圧380Vの場合に定格電力を6.5kWとして、リアクトルのインダクタンス20mH、コンデンサ容量15uF、電解コンデンサ容量1.1mFを選定した場合の入力電力と入力力率の関係を示すための特性図である。図12においては、入力電圧の変動による特性変化が分かるように入力電圧380Vと、10%低下の342Vとの2つの場合について示している。図12から分かるように本実施の形態においては定格電力付近の入力力率を99%以上に設定した場合、1/2の負荷率でも95%以上の入力力率を確保でき、1/3の負荷率でも90%近い入力力率が確保可能である。また、入力電圧低下時にも入力力率の変化は小さく、良好な特性を示すことも分かる。
【0068】
以上、本実施の形態における回路動作を入力力率改善の観点から説明したが、次に高調波電流低減の効果について説明を行う。図13は本実施の形態における入力電力と、高調波電流のIEC高調波電流規制値に対する比率との関係を示した特性図であり、各部の定数等の条件は図12の場合と同じとして示している。また、図12においては高調波電流の規制値に対する比率が最も大きい3つの次数の高調波電流についてのみ示しているが、
これ以外の高調波電流についてはこれらよりも小さいため問題とはならない。図13によると、最も規制値に対し比率の大きい5次高調波でも最大88%であり、規制値に対して12%の余裕を持っている。また、このときの負荷率は1/4程度であり、通常運転する領域でない場合にはさらに余裕がある設計となる。図14に上記定数設定における入力6.6kW時のU相電圧euとU相電流Iuの波形を示す。この図から分かるように電流と電圧の位相はほぼ一致しており、電流波形は正弦波状であることから入力力率改善と高調波電流低減の両立が可能となっている。
【0069】
以上の入力力率改善効果とリアクトルの小型化について従来の電源装置と比較してみると、従来の電源装置において同様に入力電圧380V、定格電力6.5kWでの定数設定を定格負荷時に入力力率99%以上として、かつ高調波規制値に対するマージンを10%以上確保しようとすると、リアクトルのインダクタンスは30mH程度が必要となる。また、この場合は軽負荷時にコンデンサの進相電流の影響を受けて1/2の負荷率で入力力率は90%程度となり、負荷率の低下による入力力率低下が大きいことになる。
【0070】
なお、本実施の形態においてリアクトルが小さくて済むことの主たる要因は、等価回路に置き換えた場合に各コンデンサに相電圧が印加されることを利用しているため、電圧ゼロクロス点から電流が流れ始める際にリアクトルに印加される電圧の絶対値と電圧の時間変化率が従来の電源装置に比較すると小さくなり、低いインダクタンスで高調波電流低減に必要な電流の時間変化率低減を実現することが可能となることである。
【0071】
以上のように、本実施の形態における電源装置では入力力率改善と高調波電流低減を従来に比較して小さなリアクトルで実現することが可能となるとともに、軽負荷時の入力力率の低下についても改善可能となる。
【0072】
なお、本実施の形態においてはリアクトル2、3、4のインダクタンス特性については特に規定していないが、これを所定の電流値を超えた点からインダクタンスが低下するように設定して、リアクトル2、3、4をいわゆる可飽和リアクトルとして用いてもよい。この場合は、重負荷時において三相交流電源1の電圧が低下した場合などにリアクトル2、3、4による電圧降下が原因となる直流電圧低下を防止するとともに、直流電圧低下と同時に発生する入力電流と電源電圧の位相がずれることによる入力力率低下も防止することができる。
【0073】
さらに、本実施の形態においてはリアクトルを3つに分けて使用しているが、これを1つの鉄心とその3脚に巻き線を施した構成の三相リアクトルとして用いることも可能である。三相リアクトルは各相の電流の総和がゼロであることを利用して単相リアクトルを3つ使用した場合に比べて等しいインダクタンスを得るための鉄心使用量が少なくてすむという広く知られた利点があり、装置全体の小型化、軽量化に有効である。
【0074】
(実施の形態2)
図15は本発明の第2の実施の形態における電源装置の回路構成図である。図15においては、実施の形態1における電源装置の回路構成図に対し、コンデンサ8から13とダイオードブリッジ5の接続点に開閉手段16を設けたものである。本実施の形態では、実施の形態1の場合と基本的な回路動作は同じであるが、負荷率が30%程度以下の軽負荷の運転状態が存在する場合に対応するものであり、軽負荷時のコンデンサ8から13の昇圧作用による直流過電圧防止、あるいは軽負荷時の入力力率改善と高調波電流低減を目的とするものである。
【0075】
まず直流過電圧防止について説明する。本実施の形態において開閉手段16を閉じたまま基本的な回路動作を続けると、実施の形態1でも説明したとおりコンデンサ8から13
の電圧がおよそ2/3Vdcに充電された後、その電荷を電解コンデンサ14側に放電する動作を繰り返すこととなる。通常、負荷率30%以上の範囲での運転では、コンデンサ8から13に蓄えられたエネルギーと、リアクトル2から4に蓄えられたエネルギー、および三相交流電源1から供給されるエネルギーの総和に対し、負荷の消費エネルギーがつりあって直流電圧はさほど変動しない。しかし、負荷率が30%を下回り、20%以下となってくるとそのバランスが崩れ始め、コンデンサ8から13に蓄えられたエネルギーとリアクトル2から4に蓄えられたエネルギーだけでも直流電圧を押し上げる結果となる。
【0076】
そして、このような状態がさらに進むと直流電圧上昇により回路を構成要素が破損にいたる恐れのある直流過電圧状態に陥ることになる。そこで、本実施の形態による電源装置の1つの目的は、軽負荷運転の場合に開閉手段16を開放することによりコンデンサ8から13への充放電を停止し、負荷への電力供給を確保しつつ回路構成要素の破損を防止するものである。
【0077】
次に、軽負荷時の入力力率改善と高調波電流低減を目的とした本実施の形態における動作について説明する。本実施の形態において開閉手段16を閉じたまま基本的な回路動作を続けると、軽負荷になるに従って前述のように直流電圧が上昇する。ここで、負荷率30%程度までであれば直流電圧上昇による過電圧と言った問題は生じない。しかし、直流電圧上昇は入力力率の悪化と高調波電流の増大を誘発する。これは、入力力率の悪化の観点で説明すると、直流電圧が高いためにリアクタに流れる電流の時間変化率が大きくなることが一因である。つまり、このことが入力電流の尖頭値を押し上げる原因となるとともに、リアクトル電流が連続しないことによってコンデンサ8から13に流れる電流の位相が、実施の形態1でも述べたように若干進み位相となるためである。また、コンデンサ8から13に充電される電圧も比例して上昇するため放電電流の時間変化率も上昇してさらに電流の尖頭値を引き上げ、これも入力力率悪化の一因となっている。
【0078】
そして、このリアクトルとコンデンサ電流の時間変化率の増加は、高調波電流成分を多く含むことになるため、同時に高調波電流増大の原因ともなっている。
【0079】
そこで、本実施の形態においては軽負荷運転の場合に開閉手段16を開放することによりコンデンサ8から13を切り離し、直流電圧の上昇と前述のような電流の時間変化率の増大による弊害を防止するものである。図16に開閉手段16を入力電力2kW以下で運転する場合に開放した場合と、開放しない場合の各種特性を示す。図16(a)は入力電力と入力力率の関係を示すための特性図であり、入力電圧や部品定数などについては図12における条件と同じとする。また、図16(b)には同様に開閉手段16を開放する場合としない場合の入力電力と直流電圧について、図16(c)には入力電力と5次高調波電流についての特性図を示す。
【0080】
以上述べたように、本実施の形態については直流過電圧の防止という目的で用いても、あるいは直流過電圧状態となるよりも低い直流電圧において、軽負荷時の入力力率悪化と高調波電流増大とを防止するという目的で用いてもよい。
【0081】
なお、本実施の形態においてはコンデンサをすべて切り離すために開閉手段16を3極構成としているが、コンデンサの充放電を防止すると言う目的のみであれば任意の1極を削除し2点で切り離すものとしてもよい。
【0082】
(実施の形態3)
図17は本発明の第3の実施の形態における電源装置の回路構成図である。
【0083】
図17においては、実施の形態2における電源装置の回路構成図に対して直流電圧検出
手段17を設けた構成となっている。本実施の形態でも、実施の形態1の場合と基本的な回路動作は同じであり、また、開閉手段16を開放することにより軽負荷時のコンデンサ8から13の昇圧作用による直流過電圧を防止する目的、あるいは軽負荷時の入力力率改善と高調波電流低減を目的とする点については実施の形態2と同様である。本実施の形態における特徴は、開閉手段16の開放するタイミングを直流電圧で判断する点にある。
【0084】
つまり、実施の形態2の説明において、入力電力2kW付近で開閉手段16を開放した場合の各種特性改善などについて図16を用いて説明したが、このことは図16(b)からも分かるように直流電圧570V付近で開閉手段16を開放するとしても同様の結果となることより、直流電圧検出手段17によって自動的に開放するものである。
【0085】
また、直流電圧検出手段に代えて入力電流検出手段を設けて所定の入力電流以下となった場合に開閉手段を開放するよう制御しても良い。これは、入力電流によって入力電力を推定することが可能となることによる。また、直流電圧検出手段と入力電流検出手段の両方を設けて、入力電流検出手段は軽負荷時の入力力率悪化の防止と高調波電流増加の防止として用い、直流電圧検出手段は直流過電圧保護のために用いるといった使い分けをしても良い。
【0086】
また、直流電圧検出手段に代えて出力電力検出手段を設けて所定の出力電力以下となった場合に開閉手段を開放するよう制御しても良い。また、直流電圧検出手段と出力電力検出手段の両方を設けて、出力電力検出手段は軽負荷時の入力力率悪化の防止と高調波電流増加の防止として用い、直流電圧検出手段は直流過電圧保護のために用いるといった使い分けをしても良い。
【0087】
さらに、直流電圧検出手段に代えて直流電流検出手段を設けて所定の直流電流以下となった場合に開閉手段を開放するよう制御しても良い。
【0088】
(実施の形態4)
図18は本発明の第4の実施の形態における電源装置の回路構成図である。
【0089】
図18においては、実施の形態2における電源装置の回路構成図に対して開閉手段16の配置をダイオードブリッジ5の交流入力とコンデンサ8から13との間から、ダイオードブリッジ6とダイオードブリッジ7の接続点に変更したものである。このように構成することにより、本実施の形態では開閉手段16の接点構成を1極として実施の形態2と同様の効果を得ることが可能となるとともに、回路構成の簡素化が可能となる。
【0090】
また、本実施の形態においては開閉手段16を図19に示すように、一方向のみに流れる電流を制御できる1つの半導体素子18で構成してもよい、このことによって開閉手段16の開閉寿命や即応性などの問題を解消でき、回路全体の信頼性向上を図ることが可能となる。なお、ここで1つの半導体素子18で開閉手段が構成可能となるのは、ダイオードブリッジ6、7の作用によってこれらの接続点を流れる電流が常に一方向であると言う、本実施の形態における大きな特徴を利用したものである。
【0091】
また、本実施の形態による電源装置でも、実施の形態3と同様に図20に示すように直流電圧検出手段17を設けて、直流電圧に基づいて開閉手段16を自動的に動作させるよう構成してもよい。また、直流電圧に代えて入力電流や直流電流、あるいは出力電力などに基づいて開閉手段を動作させるように構成してもよい。
【0092】
(実施の形態5)
図21は本発明の第5の実施の形態における電源装置の回路構成図である。
【0093】
図21においては、実施の形態4で示した回路構成に対して開閉手段16を制御する予備充電制御手段19を設けたものである。本実施の形態では、通常の運転状態における入力力率改善や高調波電流低減に関する動作と効果については実施の形態1と同様である。また、軽負荷時の直流過電圧防止、入力力率悪化と高調波電流増大の防止を目的として開閉手段16を導通状態から、開放状態とすることについては、実施の形態2と同様の動作および効果となる。
【0094】
本実施の形態における電源装置が特徴的であるのは、軽負荷状態から通常の運転状態に移行する場合に開閉手段16を開放状態から導通状態とする際の動作である。単に開閉手段16を導通状態とした場合には、コンデンサ8から13に三相交流電源1からの突入電流が流れ、接点をもつ部品の劣化やヒューズの溶断などの恐れがあるため、これを防止するものである。つまり、開閉手段16を開放状態から導通状態にする際に予備充電制御手段19によって、その導通する期間を徐々に増加させる制御などによって突入電流を防止するものである。
【0095】
なお、本実施の形態では開閉手段16をダイオードブリッジ6とダイオードブリッジ7の接続点に配置したが、ダイオードブリッジ5の交流入力とコンデンサ8から13との間に変更してもよい。
【0096】
また、本実施の形態における開閉手段16を半導体素子18に置き換えても同様の効果を得ることができる。
【0097】
(実施の形態6)
図22は本発明の第6の実施の形態における電源装置の回路構成図である。
【0098】
図22は、実施の形態1における回路構成に対して、増設コンデンサ20から25、増設コンデンサ開閉手段26から31を設けたものである。本実施の形態では、通常の運転状態における入力力率改善や高調波電流低減に関する動作と効果については実施の形態1と同様である。本実施の形態における電源装置が特徴的であるのは、入力電圧低下時や重負荷時の直流電圧低下防止と、入力電流位相の遅れによる入力力率低下を防止するという面での効果と、軽負荷時の直流過電圧防止と入力電流位相の進みによる入力力率低下の防止、および高調波電流増加防止という面での効果である。
【0099】
つまり、実施の形態1のままではコンデンサ8から13の定数を大きくすると、その昇圧効果により過負荷時などに直流電圧が低下することが防止できるが、軽負荷時にコンデンサ8から13の作用によって直流電圧が上昇してしまう。また、直流電圧が上昇すればそれに伴って高調波電流が増大し、この高調波電流増大と入力電流位相の進みによる入力力率の低下が問題となる。また、逆にコンデンサ8から13の定数を小さくすると軽負荷時の入力力率改善、高調波電流低減と直流過電圧防止が可能となるが重負荷時の直流電圧低下と入力電流位相の遅れによる入力力率悪化が問題となる。
【0100】
本実施の形態においては、上記の課題を解決するものであり、負荷量に応じて増設コンデンサ開閉手段26から31を操作することで増設コンデンサ20から25をコンデンサ8から13に並列接続し、直流電圧低下を防止するとともに高調波電流の増大を防ぎ、入力電流の位相遅れを補償して入力力率の改善を図るものである。そして、コンデンサ8から13の定数設定が定格電力付近の入力力率が最大となる設定である場合には、入力電圧低下時や重負荷時の直流電圧低下防止と入力電流位相の遅れによる入力力率低下を防止するという面での効果を得ることが可能となる。また、コンデンサ8から13の定数設定が軽負荷時の入力力率が最大となる設定である場合には、軽負荷時の高調波電流低減と入力
力率改善といった面での効果を得ることが可能となる。
【0101】
(実施の形態7)
図23は本発明の第7の実施の形態における電源装置の回路構成図である。
【0102】
図23は、実施の形態6における回路構成に対して、直流電圧検出手段17を設けたものである。本実施の形態でも、実施の形態6の場合と基本的な回路動作は同じであり、また、増設コンデンサ開閉手段26から31を操作することにより同様の効果が得られる。本実施の形態における電源装置の特徴は、この増設コンデンサ開閉手段26から31を開放するタイミングを直流電圧によって自動的に判断する点である。
【0103】
なお、このタイミングを判断するには直流電圧によらずに、入力電流によって判断をしてもよく、直流電流によって判断しても良い。さらに、出力電力によって開閉を判断しても同様の効果を得ることができる。
【0104】
(実施の形態8)
図24は本発明の第8の実施の形態における電源装置の回路構成図である。
【0105】
図24においては、実施の形態6で示した回路構成に対して増設コンデンサ開閉手段26から31を制御する増設コンデンサ予備充電制御手段32を設けたものである。本実施の形態では、入力力率改善や高調波電流低減、直流過電圧防止に関する動作と効果については実施の形態6と同様である。
【0106】
本実施の形態における電源装置が特徴的であるのは、増設コンデンサ開閉手段26から31を開放状態から導通状態とする際の動作である。単に導通状態とした場合には、増設コンデンサ20から25に三相交流電源1からの突入電流が流れ、接点をもつ部品の劣化やヒューズの溶断などの恐れがあるため、これを防止するものである。つまり、増設コンデンサ開閉手段26から31を開放状態から導通状態にする際に増設コンデンサ予備充電制御手段32によって、その導通する期間を徐々に増加させるなどの制御によって突入電流を防止するものである。
【産業上の利用可能性】
【0107】
以上のように、本発明にかかる電源装置は直流電源装置として、あるいは圧縮機駆動装置の前段として用いることで高調波電流を低減するとともに入力力率を改善することができ、電源設備の有効利用や他の負荷設備に悪影響与えない装置となる。
【図面の簡単な説明】
【0108】
【図1】本発明の実施の形態1における電源装置の回路構成図
【図2】本発明の実施の形態1の入力力率改善に寄与する構成要素説明図
【図3】本発明の実施の形態1の入力力率改善の原理説明のための等価回路図
【図4】本発明の実施の形態1の初期状態でのコンデンサ電圧分布図
【図5】本発明の実施の形態1の期間T1における電流経路説明図
【図6】本発明の実施の形態1の期間T2における電流経路説明図
【図7】本発明の実施の形態1の期間T3における電流経路説明図
【図8】本発明の実施の形態1の期間T4における電流経路説明図
【図9】本発明の実施の形態1の期間T5における電流経路説明図
【図10】本発明の実施の形態1の期間T6における電流経路説明図
【図11】本発明の実施の形態1における入力電圧とコンデンサ電圧波形図
【図12】本発明の実施の形態1における入力電力に対する入力力率特性図
【図13】本発明の実施の形態1における入力電力に対する高調波電流特性図
【図14】本発明の実施の形態1における定格負荷時の入力電圧電流波形図
【図15】本発明の実施の形態2における電源装置の回路構成図
【図16】本発明の実施の形態2における開閉手段操作と各種特性の変化を示す図
【図17】本発明の実施の形態3における電源装置の回路構成図
【図18】本発明の実施の形態4における電源装置の回路構成図
【図19】本発明の実施の形態4における半導体素子を用いた回路構成図
【図20】本発明の実施の形態4における直流電圧検出手段を用いた回路構成図
【図21】本発明の実施の形態5における電源装置の回路構成図
【図22】本発明の実施の形態6における電源装置の回路構成図
【図23】本発明の実施の形態7における電源装置の回路構成図
【図24】本発明の実施の形態8における電源装置の回路構成図
【図25】従来の電源装置の構成図
【図26】従来の電源装置の各部波形図
【図27】従来の電源装置の電流経路説明図
【図28】従来の電源装置の遮断ダイオードを省略した等価回路図
【符号の説明】
【0109】
1 三相交流電源
2,3,4 リアクトル
5,6,7 ダイオードブリッジ
8,9,10,11,12,13 コンデンサ
14 電解コンデンサ
15 負荷
16 開閉手段
17 直流電圧検出手段
18 半導体素子
19 予備充電制御手段
20,21,22,23,24,25 増設コンデンサ
26,27,28,29,30,31 増設コンデンサ開閉手段
32 増設コンデンサ予備充電制御手段




 

 


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