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発明の名称 電源装置
発行国 日本国特許庁(JP)
公報種別 公開特許公報(A)
公開番号 特開2007−14076(P2007−14076A)
公開日 平成19年1月18日(2007.1.18)
出願番号 特願2005−189427(P2005−189427)
出願日 平成17年6月29日(2005.6.29)
代理人 【識別番号】100097445
【弁理士】
【氏名又は名称】岩橋 文雄
発明者 前田 志朗 / 京極 章弘
要約 課題
低インダクタンスのリアクタを用いて高力率、高効率、高昇圧能力、低ノイズを実現する電源を提供すること。

解決手段
交流電源1と、ブリッジ整流回路6と、ブリッジ整流回路の直流出力端に接続された2個の直列コンデンサ7、8と、交流電源とブリッジ整流回路の交流入力端との間に接続されたリアクタ9と、交流電源をリアクタを介して強制的に短絡させる双方向スイッチ10と、交流電源のゼロクロス検出手段13と、双方向スイッチ駆動信号生成手段14と、双方向スイッチ駆動手段15を有し、直列コンデンサの中点とブリッジ整流回路の1つの交流入力端との間にインダクタ11が接続されたことにより、双方向スイッチの2回目以降のオン時のダイオードのリカバリー電流を抑制でき、インダクタンス値の低い小さなリアクタを用いて、高力率、高効率、高昇圧能力、低ノイズ特性を実現できる。
特許請求の範囲
【請求項1】
交流電源と、4個のダイオードで形成されたブリッジ整流回路と、前記ブリッジ整流回路の直流出力端に接続された2個のコンデンサと、前記交流電源と前記ブリッジ整流回路の交流入力端との間に接続されたリアクタと、前記交流電源を前記リアクタを介して強制的に短絡させる双方向スイッチと、前記交流電源の電圧のゼロ点を検出するゼロクロス検出手段と、前記ゼロクロス検出手段の出力に基づき前記双方向スイッチの駆動信号を生成する双方向スイッチ駆動信号生成手段と、前記双方向スイッチ駆動信号生成手段の信号に基づき前記双方向スイッチを駆動する双方向スイッチ駆動手段を有し、前記2個のコンデンサは直列に接続され、その中点と前記ブリッジ整流回路の1つの交流入力端との間にインダクタが接続されたことを特徴とする電源装置。
【請求項2】
前記双方向スイッチ駆動信号生成手段は、入力電圧のゼロクロスと同時か所定時間遅延した後に所定の幅のオン信号を1パルスだけ生成する1パルスモードと、前記1パルスを出力後に所定の時間間隔で所定の幅の複数パルスを生成する複数パルスモードを有し、これらの組み合わせにより前記交流電源から流入する入力電流の高調波と前記ブリッジ整流回路の直流出力端電圧を制御することを特徴とする請求項1に記載の電源装置。
【請求項3】
前記交流電源から入力される電力の大きさに応じて前記1パルスモードと複数パルスモードを切り換える請求項2に記載の電源装置。
【請求項4】
前記ブリッジ整流回路の直流出力端電圧の大きさに応じて前記1パルスモードと複数パルスモードを切り換える請求項2に記載の電源装置。
【請求項5】
前記リアクタに可飽和特性を持たせたことを特徴とする請求項1〜4のいずれか1項に記載の電源装置。
発明の詳細な説明
【技術分野】
【0001】
本発明は、ブリッジ整流回路を利用した整流方式を用い、装置、システム等に高力率、低ひずみで電力を供給する電源装置に関するものである。
【背景技術】
【0002】
従来、高力率で高調波を抑制した低ひずみを実現する電源装置として、交流電源とブリッジ整流回路の間にリアクタを接続し、交流電源をそのリアクタを介して適切な位相で短絡することにより、力率を改善すると共に入力電流の高調波を抑制する電源装置が考案されている(例えば、特許文献1参照)。
【0003】
図6は、特許文献1に記載された従来の電源装置の構成図である。図6に示すように、交流電源1と、4個のダイオード2〜5より構成されたブリッジ整流回路6と、コンデンサ7、8と、平滑コンデンサ16と、リアクタ9と、双方向スイッチ10から構成されている。
【0004】
図7は前記従来の電源装置の各部動作波形で、ILは入力電流、Viは電源電圧、Voは直流出力電圧、Vgは双方向スイッチ10の駆動信号を示している。同図を用いてその動作を説明する。
【0005】
交流電圧の正の半周期において、そのゼロクロス点から所定期間双方向スイッチ10がオンされると、交流電源1はリアクタ9を介して短絡され、交流電源1から短絡電流が入力電流として供給される。前記所定期間経過後に双方向スイッチ10をオフすると、交流電源1からはコンデンサ7の充電電流と負荷12への電流が入力電流として供給される。さらに正の半周期の後半で再度双方向スイッチ10がオンされると、入力電流は再びリアクタ9を介した交流電源1の短絡電流となり、所定時間経過後に再度双方向スイッチ10がオフされた後はコンデンサ7の充電と負荷12への電流供給が継続される。これらの動作によって流れる入力電流はリアクタ9を介しているため、図7に示す通り連続する。
【0006】
交流電圧の負の半周期においても同様の動作をさせることにより、入力電流は図7に示すような波形となり、双方向スイッチ10がない場合に比べて導通角が広がり力率が改善される共に入力電流の高調波が抑制されることとなる。また、リアクタ9を介して交流電源1が短絡された時にリアクタ9に蓄積される磁気エネルギにより出力電圧を昇圧する効果も有しており、電源の用途によっては有効に作用する。
【0007】
上記の動作説明では電源半周期の間に2回双方向スイッチ10をオン、オフさせる場合の例を説明したが、リアクタ9の小型化のために双方向スイッチ10のオン、オフ回数を増加させる方法が考案されている。これはリアクタ9の小型化によるインダクタンスの低下により入力電流の導通角が狭くなる現象を、双方向スイッチ10のオン、オフ回数を増加することで補おうとするものである(例えば、特許文献2参照)。
【0008】
また、上記昇圧性能向上のためにも双方向スイッチ10のオン、オフ回数を増加させることが有利となる。
【特許文献1】特開平9−266674号公報
【特許文献2】特開2000−217363号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【0009】
しかしながら、前記のような従来の電源装置では、電源半周期の間に複数回の双方向スイッチ10のスイッチングが行なわれると、2回目以降のオンの瞬間に図8の矢印で示す経路でダイオード2のリカバリー電流が流れる(図8は電源電圧の正の半周期間に起こる現象を示しているが、負の半周期にも同様にしてダイオード3のリカバリー電流が流れる)。このリカバリー電流はコンデンサ7の短絡に相当し、ピーク値が数10Aの大きなものとなるため、双方向スイッチ10での損失を増大させると共に、その電流の立ち上がりが急峻なため大きな輻射ノイズを発生させるという課題を有していた。
【0010】
また、通常前記ダイオードのリカバリー電流を抑制するためには高速ダイオードが用いられるが、高速ダイオードは一般整流用ダイオードより導通時の順電圧降下が大きいため損失が増大するという課題を有していた。
【0011】
本発明の電源装置は、前記のような従来の課題を解決するものであり、双方向スイッチ10の2回目以降のオン時にもダイオードのリカバリー電流を抑制し、双方向スイッチ10の複数回スイッチングによる弊害をなくすことにより、高効率、低ノイズとリアクタの小型化、昇圧性能の向上を可能とする電源装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【0012】
上記課題を解決するために本発明の電源装置は、直列接続された2個のコンデンサの中点とブリッジ整流回路の1つの交流入力端との間にインダクタを接続したものである。
【0013】
これにより、前記インダクタが双方向スイッチの2回目以降のオン時のダイオードのリカバリー電流を抑制することとなり、双方向スイッチの損失増加、輻射ノイズ増加を防止するものである。
【発明の効果】
【0014】
本発明の電源装置は、インダクタンス値の低い小型のリアクタを用いて、高力率、高効率、高昇圧能力、低ノイズ特性を実現することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【0015】
第1の発明は、交流電源と、4個のダイオードで形成されたブリッジ整流回路と、前記ブリッジ整流回路の直流出力端に接続された2個のコンデンサと、前記交流電源と前記ブリッジ整流回路の交流入力端との間に接続されたリアクタと、前記交流電源を前記リアクタを介して強制的に短絡させる双方向スイッチと、前記交流電源の電圧のゼロ点を検出するゼロクロス検出手段と、前記ゼロクロス検出手段の出力に基づき前記双方向スイッチの駆動信号を生成する双方向スイッチ駆動信号生成手段と、前記双方向スイッチ駆動信号生成手段の信号に基づき前記双方向スイッチを駆動する双方向スイッチ駆動手段を有し、前記2個のコンデンサは直列に接続され、その中点と前記ブリッジ整流回路の1つの交流入力端との間にインダクタが接続されたことにより、双方向スイッチの2回目以降のオン時のダイオードのリカバリー電流を抑制することができ、インダクタンス値の低い小さなリアクタを用いて、高力率、高効率、高昇圧能力、低ノイズ特性を実現できる。
【0016】
第2の発明は、特に第1の発明において、双方向スイッチ駆動信号生成手段は、入力電圧のゼロクロスと同時か所定時間遅延した後に所定の幅のオン信号を1パルスだけ生成する1パルスモードと、前記1パルスを出力後に所定の時間間隔で所定の幅の複数パルスを生成する複数パルスモードを有することにより、高効率を優先した運転と高出力を優先した運転との選択が可能となる。
【0017】
第3の発明は、特に第2の発明において、交流電源からの入力電力に応じて1パルスモードと複数パルスモードを切り換えるもので、効率を重視した切り換えが可能である。
【0018】
第4の発明は、特に第2の発明において、ブリッジ整流回路の直流出力電圧に応じて1パルスモードと複数パルスモードを切り換えるもので、出力電圧を重視した切り換えが可能である。
【0019】
第5の発明は、前記リアクタに可飽和特性を持たせることにより、リアクタをより小型化することが可能となる。
【0020】
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、この実施の形態によって本発明が限定されるものではない。
【0021】
(実施の形態1)
図1(a)、(b)は、本発明の実施の形態1における電源装置の構成図である。図1において、図6と同じ構成要素については同じ符号を用い、説明を省略する。
【0022】
図1(a)、(b)においてブリッジ整流回路6の交流入力端6bまたは6aとコンデンサ7、8の中点との間に小電力用のインダクタ11が接続されている。また、交流電源1の電圧波形のゼロクロス点を検出するゼロクロス検出手段13、その出力に基づいて双方向スイッチ10の駆動信号を生成する双方向スイッチ駆動信号生成手段14、その出力に基づいて双方向スイッチ10の駆動を行なう双方向スイッチ駆動手段15がそれぞれ設けられている。
【0023】
以上の構成において図1(a)の回路動作を図2および図3を用いて説明する。図2は本発明の実施の形態1における電源装置の動作説明図で、回路上での電流経路を示しており、図3は電源半周期中に双方向スイッチ10を5回オン、オフさせた場合の各部の動作波形で、ILは入力電流、Viは電源電圧、Voはブリッジ整流回路6の直流出力端電圧、Vgは双方向スイッチ駆動手段15の出力信号、ILbはインダクタ11の電流、IcLはコンデンサ8の電流、VcHはコンデンサ7の電圧、VLbはインダクタ11の電圧をそれぞれ示している。ここで、リアクタ9、インダクタ11の電流極性は図2でドットを付した側から電流が流れ込む場合を正、電圧極性はドットを付した側が高い場合を正としている。また、コンデンサ7、8の電流極性は図2の上から下へ流れ込む側を正、電圧極性は上側が高い場合を正としている。
【0024】
まず交流電源1の電圧の正の半周期において、ゼロクロス検出手段13が電圧のゼロクロス点を検出し、その信号に基づいて双方向スイッチ駆動信号生成手段14がゼロクロス直後にオン信号を生成し、双方向スイッチ駆動手段15によって双方向スイッチ10がオンされると図2(a)の矢印で示した経路で図3に示す入力電流が流れる。
【0025】
所定時間が経過した後、双方向スイッチ駆動信号生成手段14はオフ信号を生成し、双方向スイッチ10がオフされると、その瞬間入力電流は図2(b)の矢印で示した通り、コンデンサ7、8と負荷12に分流する。この時インダクタ11には図示の負の電圧が発生し、インダクタ11への電流の流入を阻止する。このインダクタ11に発生する負の電圧はコンデンサ8−ダイオード5のループによりコンデンサ8の電圧にクランプされる。
【0026】
その後、インダクタ11に電流が流れ始めると図2(c)の矢印で示した通り、入力電流はコンデンサ7を充電する経路とコンデンサ8を経由して負荷12に流れる経路に分流する。
【0027】
さらに所定時間経過後、双方向スイッチ駆動信号生成手段14は再度オン信号を生成し、双方向スイッチ10がオンされる。この瞬間、従来の電源装置では図2(d)の点線矢
印で示した経路でダイオード2のリカバリー電流が流れるが、本発明の実施例ではインダクタ11に図示の正の電圧が発生し、リカバリー電流を阻止する。さらに詳細に述べると、この瞬間にインダクタ11に発生する正の電圧はコンデンサ7−ダイオード4のループによりコンデンサ7の電圧でクランプされる。その結果ダイオード2のアノード−カソード間電圧は概略0となるため、ダイオード2のリカバリー電流は発生しない。
【0028】
その後は再び図2(a)の挙動となり、以降双方向スイッチ10がオンされるたびに上記の動作を繰り返すこととなる。
【0029】
以上の動作により、双方向スイッチ10の2回目以降のオン時にもリカバリー電流が流れず、双方向スイッチ10の損失および急峻な電流変化に伴なう輻射ノイズの増加を伴なうことなく双方向スイッチ10の複数回スイッチングが可能となり、インダクタンスの低い小型のリアクタを用いても、高力率、高効率、高昇圧能力、低ノイズが実現できる。
【0030】
なお、図3に示した波形例は電源電圧が100V、リアクタ9のインダクタンスが4mH、コンデンサ7、8の静電容量が2100μF、インダクタ11のインダクタンスが100μHにおいて、入力電力約1900W時のものである。特に出力電圧Voは約300Vとなっており、同一条件で双方向スイッチ10を1回だけオンさせた場合の出力電圧約250Vに比べ昇圧能力が大幅に向上している。
【0031】
また、インダクタ11に発生する電圧は上記の通りコンデンサ7、8の電圧にクランプされるため、大きな電圧サージによるノイズを発生することもない。
【0032】
以上、図1(a)の基本的な回路構成と動作を説明したが、図1(b)についても同様である。上記の構成から本発明の実施例では双方向スイッチ10を電源半周期に1回だけオンさせる1パルスモードと、複数回オンさせる複数パルスモードを有することができる。これら2つのモードを比較すると、1パルスモードは双方向スイッチ10のスイッチングロスおよび導通ロスを最小にできるため高効率である反面、高力率を維持しながら出力電圧を高くすることが困難である。一方複数パルスモードは高力率を維持しながら出力電圧を高くすることが容易となる反面、双方向スイッチ10のスイッチングロス、導通ロスは増加する。従がって、比較的低い入力電力領域では効率の良い1パルスモードを使用し、入力電力が高い領域では複数パルスモードとすることが得策である。
【0033】
本実施の形態では図4(a)に示す通り、入力電力が所定値以下の領域では1パルスモード、所定値を超えた領域では複数パルスモードを選択するように設定されている。また、負荷によっては出力電圧(ブリッジ整流回路6の直流出力端電圧)が重要なものも考えられ、その場合には図4(b)に示す通り、出力電圧が低い領域では1パルスモード、出力電圧が高い領域では複数パルスモードを選択するように設定する。
【0034】
上記の如く1パルスモード、複数パルスモードを選択することにより、全負荷領域に渡って高効率かつ必要な電力あるいは電圧供給が可能となる。
【0035】
なお、本実施の形態では平滑コンデンサ16を省略したが、負荷12と並列に平滑コンデンサを追加しても良い。また、コンデンサ7、8はそれぞれ1個のコンデンサとしたが、複数個のコンデンサの直列、並列接続の組み合わせとしても良い。
【0036】
(実施の形態2)
実施の形態2では実施の形態1のリアクタ9に図5に示すような可飽和特性を持たせており、リアクタ9に流れる電流がILoより大きい領域で鉄心が飽和し始め、インダクタンスが図示の通り低下する特性としている。このような特性とすることにより、リアクタ
9に蓄積する最大磁気エネルギーが小さくなるため、その分リアクタを小型化することが可能となる。
【0037】
リアクタ9の電流、つまり入力電流が比較的大きな領域では、実施の形態1で説明した通り複数パルスモードの適用が得策となるため、リアクタ9のインダクタンスが小さくなっても複数パルス化することで電源装置の高力率、高昇圧能力が維持できる。一方入力電流が比較的小さな領域ではリアクタ9のインダクタンスが大きいため1パルスモードで良好な電源特性が得られる。
【0038】
以上の構成により、電源装置の高力率、高昇圧能力特性を維持しながらリアクタ9を小型化することができる。
【産業上の利用可能性】
【0039】
以上のように、本発明にかかる電源装置は、高力率、高効率、高昇圧能力、低ノイズが実現できるため、インバータエアコン等の用途にも適用できる。
【図面の簡単な説明】
【0040】
【図1】本発明の実施の形態1における電源装置の構成図
【図2】本発明の実施の形態1における電源装置の動作説明図
【図3】本発明の実施の形態1における電源装置の各部動作波形図
【図4】本発明の実施の形態1における電源装置のモード移行図
【図5】本発明の実施の形態2における電源装置のリアクタの特性図
【図6】従来の電源装置の一例に係る構成図
【図7】従来の電源装置の一例に係る各部動作波形図
【図8】従来の電源装置の一例に係る動作説明図
【符号の説明】
【0041】
1 交流電源
2〜5 ダイオード
6 ブリッジ整流回路
7、8 コンデンサ
9 リアクタ
10 双方向スイッチ
11 インダクタ
12 負荷
16 平滑コンデンサ




 

 


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