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発明の名称 車載用電子制御装置
発行国 日本国特許庁(JP)
公報種別 公開特許公報(A)
公開番号 特開2007−69741(P2007−69741A)
公開日 平成19年3月22日(2007.3.22)
出願番号 特願2005−259015(P2005−259015)
出願日 平成17年9月7日(2005.9.7)
代理人 【識別番号】100083806
【弁理士】
【氏名又は名称】三好 秀和
発明者 若色 政彦
要約 課題
センサの検出信号の入力誤差を低減し、センサの検出結果に基づいた制御性を向上することを課題とする。

解決手段
A/D変換器4の基準電圧となる電源電圧VCCをモニタする第1モニタ回路の抵抗R1,R2と、センサ2に電源電圧AVCCとして供給されるバッファ回路7のバッファ出力電圧をモニタする第2モニタ回路の抵抗R3,R4を備え、それぞれのモニタ回路でモニタされた電源電圧とバッファ出力電圧とに基づいて、MPU3はA/D変換器4に与えられたセンサ検出信号を補正して構成される。
特許請求の範囲
【請求項1】
車両の状態を検出し、センサ検出信号を出力するセンサと、
電源電圧を生成して出力する電源回路と、
前記センサから出力されたセンサ検出信号を受けて、前記電源回路から出力された電源電圧を基準電圧としてセンサ検出信号をA/D変換するA/D変換器と、
前記電源回路から出力された電源電圧を受けてバッファし、バッファ出力電圧を前記センサの電源電圧として供給するバッファ回路と、
前記A/D変換器で得られたセンサ検出信号のA/D変換値に基づいて、前記車両の動作を制御する制御手段と
を有する車載用電子制御装置において、
前記A/D変換器の基準電圧となる電源電圧と、前記センサに供給されるバッファ出力電圧とをモニタするモニタ手段を備え、
前記制御手段は、前記モニタ手段でモニタされた電源電圧とバッファ出力電圧とに基づいて、前記A/D変換器に与えられたセンサ検出信号を補正する
ことを特徴とする車載用電子制御装置。
【請求項2】
前記モニタ手段は、
前記A/D変換器の基準電圧となる電源電圧をモニタする第1モニタ手段と、
前記センサの電源電圧となるバッファ出力電圧をモニタする第2モニタ手段とで構成され、
前記第1モニタ手段でモニタされた電源電圧と、第2モニタ手段でモニタされたバッファ出力電圧とをそれぞれ前記A/D変換器に与え、それぞれの電圧のA/D変換値の差電圧に基づいて、センサ検出信号を補正する
ことを特徴とする車載用電子制御装置。
【請求項3】
前記第1のモニタ手段と前記第2のモニタ手段とは共通化されている
ことを特徴とする請求項2に記載の車載用電子制御装置。
発明の詳細な説明
【技術分野】
【0001】
本発明は、センサで検出された検出結果に基づいて車両の動作を制御する車載用電子制御装置に関する。
【背景技術】
【0002】
従来、車両には車両のエンジン等の動作を電気的に制御する制御中枢として機能するマイクロコンピュータ等で構成された車載用電子制御装置が搭載されている。この制御装置では、制御に必要な種々の情報を収集する各種センサで検出されたセンサ検出信号を入力し、入力したセンサ検出信号に基づいて様々な制御を行っていた。
【0003】
例えば、以下に示す文献(特許文献1参照)では、舵角センサで得られたセンサ出力電圧を制御装置に含まれるA/D変換器に入力し、A/D変換器の出力に基づいてアンチロックブレーキング制御を行っている。このように、センサで検出されたセンサ検出信号に基づいてフィードバック制御を行う際に、様々な要因でセンサの電源電圧が変動することでセンサ検出信号の精度が低下するおそれがあった。このため、以下に示す文献1に提案されているような技術を採用することで、検出精度の低下を改善している。
【0004】
一方、センサの電源電圧と、センサから出力されたセンサ検出信号を入力して検出対象の変化を認識する処理回路の電源電圧との間に電圧差が生じると、センサ検出信号を精度よく認識することができなかった。そこで、バッファ回路を介して処理回路に供給される電源電圧をセンサの電源電圧として供給している構成が、例えば図3に示すように知られている。
【0005】
図3において、車載用電子制御装置1の外部に設けられたセンサ2、例えば舵角を検出する角度センサで検出されたセンサ検出信号は、車載用電子制御装置1を構成するMPU(制御ユニット)3に含まれるA/D変換器4に入力され、A/D変換器4で得られたディジタル信号に基づいて舵角が検出される。MPU3には、バッテリ端子(BATT)5を介して電源回路6に与えられた電圧に基づいて電源回路6で生成された電源電圧VCCが供給される。これにより、A/D変換器4は電源電圧VCCを基準電圧として入力された信号をA/D変換する。
【0006】
一方、センサ2には、バッファ回路7を介して電源回路6で生成された電源電圧VCCを車載用電子制御装置1の電源出力端子(AVCC)8に与え、この電源出力端子8を介してセンサ2にバッファ回路7のバッファ出力電圧AVCCを電源電圧として供給している。このように、バッファ回路7を介してセンサ2の電源に、センサ2のセンサ検出信号を処理するA/D変換器4の電源電圧を供給することで、センサ2で検出された角度を精度よく認識するようにしている。
【特許文献1】特開平6−229711号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【0007】
上記図3に示す従来の構成では、車載用電子制御装置1にノイズ等の外部からの影響が及ばないように、バッファ回路7を介して電源電圧VCCをセンサ2の電源に供給している。バッファ回路7の回路上の特性によりバッファ回路7の出力電圧(バッファ出力電圧AVCC)と入力電圧との間に電圧差が生じることがある。
【0008】
これにより、A/D変換器4に供給される電源電圧VCCと、センサ2に供給される電源電圧AVCCとの間に電圧差が生じることになる。A/D変換器4の基準電圧となる電源電圧VCCと、センサ2の電源電圧AVCCとに差が生じると、車載用電子制御装置1に正確なセンサ検出信号が入力されないおそれがあった。例えば電源電圧VCCが5V程度、バッファ回路7の入力電圧に対する出力電圧の変動幅が±100mV程度とすると、センサ2の実検出値に対して最大で2%(100mV/5V)程度のA/D変換器4の入力誤差が生じることになる。
【0009】
この程度の入力誤差であっても、高い制御性が要求される場合には、制御性の低下に至るといった不具合を招くおそれがあった。
【0010】
一方、入力電圧に対して無視できる程度に出力電圧の変動幅を小さくするには、高価なバッファ回路を用いなければならず、大幅なコストの上昇を招くことになる。
【0011】
そこで、本発明は、上記に鑑みてなされたものであり、その目的とするところは、センサの検出信号の入力誤差を低減し、センサの検出結果に基づいた制御性を向上した
車載用電子制御装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【0012】
上記目的を達成するために、請求項1記載の発明は、車両の状態を検出し、センサ検出信号を出力するセンサと、電源電圧を生成して出力する電源回路と、前記センサから出力されたセンサ検出信号を受けて、前記電源回路から出力された電源電圧を基準電圧としてセンサ検出信号をA/D変換するA/D変換器と、前記電源回路から出力された電源電圧を受けてバッファし、バッファ出力電圧を前記センサの電源電圧として供給するバッファ回路と、前記A/D変換器で得られたセンサ検出信号のA/D変換値に基づいて、前記車両の動作を制御する制御手段とを有する車載用電子制御装置において、前記A/D変換器の基準電圧となる電源電圧と、前記センサに供給されるバッファ出力電圧とをモニタするモニタ手段を備え、前記制御手段は、前記モニタ手段でモニタされた電源電圧とバッファ出力電圧とに基づいて、前記A/D変換器に与えられたセンサ検出信号を補正することを特徴とする。
【0013】
上記特徴の請求項1記載の発明によれば、A/D変換器の基準電圧となる電源電圧と、センサの電源電圧となるバッファ出力電圧とをモニタし、そのモニタ結果に基づいてセンサ検出信号を補正することで、A/D変換器へのセンサ検出信号の入力誤差を低減することが可能となる。これにより、センサの検出結果に基づいた制御性を向上することができる。
【0014】
請求項2記載の発明は、請求項1に記載の車載用電子制御装置において、前記モニタ手段は、前記A/D変換器の基準電圧となる電源電圧をモニタする第1モニタ手段と、前記センサの電源電圧となるバッファ出力電圧をモニタする第2モニタ手段とで構成され、
前記第1モニタ手段でモニタされた電源電圧と、第2モニタ手段でモニタされたバッファ出力電圧とをそれぞれ前記A/D変換器に与え、それぞれの電圧のA/D変換値の差電圧に基づいて、センサ検出信号を補正することを特徴とする。
【0015】
上記特徴の請求項2記載の発明によれば、電源電圧とバッファ出力電圧との差分を認識することが可能となり、この差分に基づいてセンサ検出信号を補正することで、A/D変換器へのセンサ検出信号の入力誤差を低減することが可能となる。これにより、センサの検出結果に基づいた制御性を向上することができる。
【0016】
請求項3記載の発明は、請求項2に記載の車載用電子制御装置において、前記第1のモニタ手段と前記第2のモニタ手段とは共通化されていることを特徴とする。
【0017】
上記特徴の請求項3記載の発明によれば、モニタ結果のA/D変換値に対して、モニタ手段のモニタ誤差やA/D変換器の変換誤差の影響を排除することが可能となり、モニタの精度を高めることが可能となる。これにより、センサ検出信号の補正精度が高められ、制御性をより一層向上することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【0018】
以下、図面を用いて本発明を実施するための最良の実施例を説明する。
【実施例1】
【0019】
図1は本発明の実施例1に係る車載用電子制御装置の構成を示す図である。図1に示す実施例1の車載用電子制御装置1の特徴とするところは、図3に示す構成に対して、電源電圧VCCをモニタする第1モニタ回路と、電源電圧AVCCをモニタする第2モニタ回路を設け、それぞれのモニタ回路のモニタ結果に基づいてMPU3でセンサ2のセンサ検出信号を補正し、センサ検出信号の入力誤差を低減したことにあり、他は図3と同様であり、図3と同符号のものは同様な機能を有するものである。
【0020】
車載用電子制御装置1に含まれるMPU3は、車両の運転を制御する制御中枢として機能し、プログラムに基づいて各種動作処理を制御するコンピュータに必要な、CPU、記憶装置、入出力装置等の資源を備えた例えばマイクロコンピュータ等により実現される。MPU3は、車両の運転に必要な情報を収集するセンサ2を含む各種センサ(図示せず)からのセンサ検出信号を読み込み、読み込んだ信号ならびに予め内部に保有する制御ロジック(プログラム)に基づいて、車両の運転を制御する各構成要素に指令を送り、車両の運転に必要な動作を統括管理して制御する。
【0021】
MPU3は、センサ2のセンサ検出信号をA/D変換するA/D変換器4に供給される電源電圧VCCと、電源回路6からバッファ回路7を介してセンサ2に供給される電源電圧AVCCとの差電圧に基づいて、センサ検出信号を補正し、差電圧によるセンサ検出信号のA/D変換器4への入力誤差を補正する。
【0022】
第1モニタ回路は、バッファ回路7の入力端子とグランドとの間に直列接続された抵抗R1と抵抗R2で構成され、抵抗R1と抵抗R2との接続点S1のモニタ電圧V1をA/D変換器4に入力する。MPU3は、A/D変換器4で得られたモニタ電圧V1のA/D変換値として電源電圧VCCをモニタする。
【0023】
第2モニタ回路は、バッファ回路7の出力端子とグランドとの間に直列接続された抵抗R3と抵抗R4で構成され、抵抗R3と抵抗R4との接続点S2のモニタ電圧V2をA/D変換器4に入力する。MPU3は、A/D変換器4で得られたモニタ電圧V2のA/D変換値として電源電圧AVCCをモニタする。
【0024】
MPU3は、モニタした電源電圧VCCと電源電圧AVCCとの差電圧を求め、この差電圧に基づいて、センサ2から出力されてA/D変換器4に入力されたセンサ検出信号を補正する。これにより、バッファ回路7の入力電圧と出力電圧との間に電圧差があっても、すなわちA/D変換器4の電源電圧VCCとセンサ2の電源電圧AVCCとに差があっても、この差電圧を検出し、検出した差電圧に基づいてセンサ検出信号を補正することで、センサ2の検出値を正確に認識することができる。
【0025】
次に、第1モニタ回路の抵抗R1,R2と、第2モニタ回路の抵抗R3,R4の抵抗値のばらつき、ならびにA/D変換器4においてA/D変換値がばらつくことによる電源電圧VCCならびに電源電圧AVCCのモニタ値への影響について説明する。
【0026】
ここで、A/D変換器4の電源電圧VCCを5V、A/D変換器4の変換ビット幅が10ビットで変換の変動幅を±5ビット、抵抗R1、R3の抵抗値が10kΩでばらつきが±0.1%、抵抗R2、R4の抵抗値が40kΩでばらつきが±0.1%として説明する。
【0027】
このような抵抗R1〜R4のばらつきにおいて、A/D変換器4に入力される接続点S1のモニタ電圧V1と接続点S2のモニタ電圧V2との差電圧の誤差は最大で3.2mVとなる。
【0028】
一方、10ビットのA/D変換器4は、基準電圧が電源電圧VCCの5Vであるので、1ビットあたりの電圧(最少分解能)は、VCC/10ビット=5/1024=4.883mV/bitとなる。これにより、A/D変換値のばらつきは、モニタ電圧V1とモニタ電圧V2との差電圧の誤差(=3.2mV)/A/D変換器4の1ビットあたりの電圧(=4.883mV)となり、ほぼ±1ビットとなる。したがって、A/D変換器4の変動幅は、本来持っている変動幅(=±5ビット)と、上記算出した抵抗R1〜R4のばらつきによる変動幅(=±1ビット)との和となり、±6ビットとなる。
【0029】
この変動幅の±6ビットは、抵抗R1〜R4で分圧(4/5倍)してA/D変換器4に入力されているモニタ電圧V1とモニタ電圧V2に対してであるので、電源電圧VCCと電源電圧AVCCに換算すると、±6ビット×5/4(分圧比の逆数)=±8ビットとなる。したがって、モニタ電圧の差電圧のモニタ誤差は、上記変動幅(=±8ビット)×A/D変換器4の1ビットのあたりの電圧(=4.883mV/bit)=±39.06mVとなる。この結果、モニタ電圧V1とモニタ電圧V2との差電圧に基づいてセンサ2で検出されたセンサ検出信号を補正する際には、上記モニタ誤差(=±39.06mV)/電源電圧(=5V)=0,78%程度の誤差が発生することになる。
【実施例2】
【0030】
図2は本発明の実施例1に係る車載用電子制御装置の構成を示す図である。図2に示す実施例2の車載用電子制御装置1の特徴とするところは、図1に示す実施例1に比べて、電源電圧VCCをモニタするモニタ回路と電源電圧AVCCをモニタするモニタ回路とを実質的に同一にしたことにあり、他は先の実施例1と同様である。
【0031】
図2において、車載用電子制御装置1は、電源電圧VCCをモニタする第1モニタ回路と電源電圧AVCCをモニタする第2モニタ回路を備えている。第1モニタ回路は、PチャネルのFET(電界効果トランジスタ)Q1と抵抗R5、抵抗R6を備えて構成され、第2モニタ回路は、PチャネルのFETQ2と抵抗R5、抵抗R6を備えて構成されている。
【0032】
FETQ1、抵抗R5ならびに抵抗R6はバッファ回路7の入力端子とグランド(GND)との間に直列接続され、FETQ2、抵抗R5ならびに抵抗R6はバッファ回路7の出力端子とグランド(GND)との間に直列接続されている。
【0033】
FETQ1は、MPU3から与えられるスイッチング制御信号に基づいて導通制御され、ドレイン端子がバッファ回路7の入力端子に接続され、ソース端子が抵抗R5の一端に接続されている。FETQ2は、MPU3から与えられるスイッチング制御信号に基づいて導通制御され、ドレイン端子がバッファ回路7の出力端子に接続され、ソース端子が抵抗R5の一端に接続されている。
【0034】
抵抗R5は、その一端がFETQ1とFETQ2のソース端子に共通接続され、他端が抵抗R6の一端に接続されている。抵抗R6は、その一端が抵抗R5の他端に接続され、他端がグランドに接続されている。抵抗R5と抵抗R6の接続点S3の電圧をモニタ電圧V3としてA/D変換器4に入力している。
【0035】
FETQ1,Q2は、そのオン抵抗値が抵抗R5,R6の抵抗値に比べて無視できる程度に小さくなるように、トランジスタサイズが設定されている。
【0036】
このような構成において、電源電圧VCCをモニタする場合には、MPU3からFETQ1にロウレベルのスイッチング信号を与え、FETQ2にハイレベルのスイッチング信号を与え、FETQ1を導通状態にし、FETQ2を非導通状態とする。これにより、抵抗R5と抵抗R6の接続点S1のモニタ電圧V31をA/D変換器4に入力し、モニタ電圧V31のA/D変換値として電源電圧VCCをモニタする。
【0037】
一方、電源電圧AVCCをモニタする場合には、MPU3からFETQ1にハイレベルのスイッチング信号を与え、FETQ2にロウレベルのスイッチング信号を与え、FETQ1を非導通状態にし、FETQ2を導通状態とする。これにより、抵抗R5と抵抗R6の接続点S3のモニタ電圧V32をA/D変換器4に入力し、モニタ電圧V32のA/D変換値として電源電圧AVCCをモニタする。
【0038】
このようにしてモニタされた電源電圧VCCと電源電圧AVCCとの差電圧に基づいて、先の実施例1と同様に、センサ2から出力されてA/D変換器4に入力されたセンサ検出信号を補正する。これにより、この実施例2においても、先の実施例1と同様の効果を得ることができる。
【0039】
次に、先の実施例1と同様に、抵抗R5,R6の抵抗値のばらつき、ならびにA/D変換器4においてA/D変換値がばらつくことによる電源電圧VCCならびに電源電圧AVCCのモニタ値への影響について説明する。
【0040】
上記構成においては、電源電圧VCCのモニタ電圧V31は、FETQ1のオン抵抗値、抵抗R5の抵抗値ならびに抵抗R6の抵抗値で決まり、電源電圧AVCCのモニタ電圧V32は、FETQ2のオン抵抗値、抵抗R5の抵抗値ならびに抵抗R6の抵抗値で決まる。 しかし、先にも触れたように、FETQ1とFETQ2のオン抵抗は抵抗R5,R6の抵抗値に比べて無視できる程度に小さくなっているので、電源電圧VCCのモニタ電圧V31と、電源電圧AVCCのモニタ電圧V32とは、実質的に抵抗R5の抵抗値ならびに抵抗R6の抵抗値で決まることになる。すなわち、電源電圧VCCと電源電圧AVCCとは、実質的に直列接続された抵抗R5と抵抗R6からなる同一のモニタ回路でモニタされることになる。
【0041】
これにより、電源電圧VCCのモニタ電圧V31と電源電圧AVCCのモニタ電圧V32との差電圧に対応した電源電圧VCCと電源電圧AVCCとの差電圧は、抵抗R5,R6の抵抗値のばらつき、ならびにモニタ電圧V31,V32をA/D変換するA/D変換器4の変動分の影響を受けないことになる。
【0042】
したがって、モニタされた電源電圧VCCと電源電圧AVCCとの差電圧のモニタ誤差は、A/D変換器4の最少分解能となる。このA/D変換器4の最少分解能を先の実施例1と同様に4.883mV/bitとし、電源電圧VCCを先の実施例1と同様に5Vとすると、モニタ電圧V31とモニタ電圧V32との差電圧に基づいてセンサ2で検出されたセンサ検出信号を補正する際には、上記モニタ誤差(=4.883mV)/電源電圧(=5V)=0.1%程度の誤差が発生することになる。
【0043】
このように、上記実施例2においては、先の実施例1に比べて、センサ検出信号を補正する際の誤差を低減することができる。
【図面の簡単な説明】
【0044】
【図1】本発明の実施例1に係る車載用電子制御装置の構成を示す図である。
【図2】本発明の実施例2に係る車載用電子制御装置の構成を示す図である。
【図3】従来の車載用電子制御装置の構成を示す図である。
【符号の説明】
【0045】
1…車載用電子制御装置
2…センサ
3…MPU
4…変換器
5…バッテリ端子
6…電源回路
7…バッファ回路
8…電源出力端子
R1〜R6…抵抗
Q1,Q2…FET




 

 


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