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発明の名称 ハーフブリッジ形インバータ回路
発行国 日本国特許庁(JP)
公報種別 公開特許公報(A)
公開番号 特開2001−69768(P2001−69768A)
公開日 平成13年3月16日(2001.3.16)
出願番号 特願平11−246319
出願日 平成11年8月31日(1999.8.31)
代理人
発明者 高田 知明 / 山中 雅雄
要約 目的


構成
特許請求の範囲
【請求項1】 直流電源と、第1のコンデンサの他端を第2のコンデンサの一端に接続した第1の直列接続回路と、第1のスイッチング素子の他端を第2のスイッチング素子の一端に接続した第2の直列接続回路とを備え、前記第1のコンデンサの一端および第1のスイッチング素子の一端が互いに接続されるとともに、前記第2のコンデンサの他端および第2のスイッチング素子の他端が互いに接続され、前記第1、第2の直列接続回路の各直列接続点から出力を得るようにしたハーフブリッジ形インバータ回路であって、前記第1のコンデンサと第2のコンデンサとの直列接続点にセンタータップが接続されたチョークコイルを有し、このチョークコイルの第1巻線が第1のダイオードと第1のトランジスタとの第1の並列接続回路を介して前記第2のコンデンサの他端に接続されるとともに第2巻線が第2のダイオードと第2のトランジスタとの第2の並列接続回路を介して前記第1のコンデンサの一端に接続され、前記直流電源の一端が前記チョークコイルのセンタータップに接続され、前記チョークコイルの第2巻線と第2の並列接続回路との接続点と前記直流電源の他端との間に第3のダイオードと第3のトランジスタとの第3の並列接続回路が接続されたことを特徴とするハーフブリッジ形インバータ回路。
【請求項2】 請求項1記載のハーフブリッジ形インバータ回路において、直流電源が蓄電池であり、この蓄電池の電圧を検出する電圧検出回路にホトモス回路を介挿したことを特徴とするハーフブリッジ形インバータ回路。
発明の詳細な説明
【0001】
【発明の属する技術分野】本発明はハーフブリッジ形インバータ回路に関するもので、さらに詳しく言えば、直流電圧の昇圧手段が介挿され、これによって直流電圧を昇圧するとともに、直列接続された第1、第2のコンデンサに印加される電圧をバランスさせることができ、直流電力から交流電力への変換と交流電力から直流電力への変換が行える双方向性の機能を有したハーフブリッジ形インバータ回路に関するものである。
【0002】
【従来の技術】ハーフブリッジ形インバータ回路は、直流電源と、第1、第2のコンデンサの直列接続回路と、第1、第2のスイッチング素子の直列接続回路とを備え、前記第1、第2のコンデンサの直列接続点と第1、第2のスイッチング素子の直列接続点との間に負荷が接続されてなるもので、フルブリッジ形インバータ回路に比べてスイッチング素子の数が半分であるという長所があるため、交流出力電圧のピーク値の2倍以上の高い直流電源電圧が入力されるインバータ回路に広く用いられている。
【0003】上記したハーフブリッジ形インバータ回路では、低い直流電源電圧が入力されるインバータ回路の場合でも、この直流電源電圧を昇圧する昇圧手段を介挿し、インバータ回路には前記昇圧手段によって昇圧された直流電力を入力することにより、インバータ回路を構成するスイッチング素子に流れる電流を低減し、スイッチング素子を小型化したり、配線材料を細くするといったことが行われている。
【0004】このような昇圧手段が介挿されたハーフブリッジ形インバータ回路では、直流電圧を、得ようとする交流電圧のピーク値の2倍以上に昇圧する必要があり、従来は図3に示したような昇圧チョッパ回路が介挿されていた。
【0005】図3に示した昇圧チョッパ回路は、直流電源1の一端11と他端12との間にチョークコイルL0 とスイッチング素子T0 との直列回路を接続し、このチョークコイルL0 とスイッチング素子T0 との直列接続点をダイオードD0 を介してインバータ回路3の一方の入力端子31(第1のコンデンサC1 の一端)に接続するとともに、前記直流電源1の他端12をインバータ回路3の他方の入力端子32(第2のコンデンサC2 の他端)に接続してなる。なお、2はリップル吸収用のコンデンサである。
【0006】そして、前記インバータ回路3は、第1のコンデンサC1 と第2のコンデンサC2 との第1の直列接続回路と第1のスイッチング素子T1 と第2のスイッチング素子T2 との第2の直列接続回路とが並列に接続され、前記第1の直列接続回路の直列接続点と前記第2の直列接続回路の直列接続点とを、リアクトルL4 とコンデンサC4 とからなるフィルタ回路4を介して負荷5に接続したハーフブリッジ形の構成になっている。なお、このようなインバータ回路3および前述した昇圧チョッパ回路は公知であるので、その動作の説明は省略する。
【0007】
【発明が解決しようとする課題】上記したインバータ回路3では、負荷5が不平衡成分を有すると、第1のコンデンサC1 と第2のコンデンサC2 とに印加される電圧がアンバランスになり、電圧が小さくなった側からの出力電圧がピーク値に達しなくなるという問題があった。
【0008】このような問題を解決するために、従来は、第1のコンデンサC1 と第2のコンデンサC2 に、それぞれダミー抵抗を並列に接続し、ダミー抵抗に印加される電圧とダミー抵抗による損失とを釣り合わせることによって電圧のアンバランスを解消していたが、常にダミー抵抗による損失が発生しており、しかもこの損失は電圧のアンバランスが大きい場合や第1のコンデンサC1 と第2のコンデンサC2 に印加される電圧が大きい場合に大きくなるため、このような用途に用いると、変換効率が低下するという問題もあった。
【0009】
【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため、請求項1記載の発明は、直流電源と、第1のコンデンサの他端を第2のコンデンサの一端に接続した第1の直列接続回路と、第1のスイッチング素子の他端を第2のスイッチング素子の一端に接続した第2の直列接続回路とを備え、前記第1のコンデンサの一端および第1のスイッチング素子の一端が互いに接続されるとともに、前記第2のコンデンサの他端および第2のスイッチング素子の他端が互いに接続され、前記第1、第2の直列接続回路の各直列接続点から出力を得るようにしたハーフブリッジ形インバータ回路であって、前記第1のコンデンサと第2のコンデンサとの直列接続点にセンタータップが接続されたチョークコイルを有し、このチョークコイルの第1巻線が第1のダイオードと第1のトランジスタとの第1の並列接続回路を介して前記第2のコンデンサの他端に接続されるとともに第2巻線が第2のダイオードと第2のトランジスタとの第2の並列接続回路を介して前記第1のコンデンサの一端に接続され、前記直流電源の一端が前記チョークコイルのセンタータップに接続され、前記チョークコイルの第2巻線と第2の並列接続回路との接続点と前記直流電源の他端との間に第3のダイオードと第3のトランジスタとの第3の並列接続回路が接続されたことを特徴とするものであり、これにより、負荷5が不平衡成分を有していて第1のコンデンサと第2のコンデンサに印加される電圧のアンバランスが大きくなることが考えられる場合やハーフブリッジ形インバータ回路の入力電圧が高くて第1のコンデンサと第2のコンデンサに印加される電圧が大きい場合であっても、変換効率を低下させずに第1のコンデンサと第2のコンデンサに印加される電圧をバランスさせることができ、直流電力から交流電力への変換と交流電力から直流電力への変換が行える双方向性の機能を有したハーフブリッジ形インバータ回路を実現することができる。
【0010】また、請求項2記載の発明は、請求項1記載のハーフブリッジ形インバータ回路において、直流電源が蓄電池であり、この蓄電池の電圧を検出する電圧検出回路にホトモス回路を介挿したことを特徴とするものであり、これにより、蓄電池の電圧を検出する必要がない場合に電圧検出回路を切り離すことができるので、蓄電池の不必要な放電を防止することができる。
【0011】
【発明の実施の形態】以下、本発明をその実施の形態に基づいて説明する。
【0012】図1は本発明の実施の形態に係るハーフブリッジ形インバータ回路の回路図である。
【0013】図1に示したハーフブリッジ形インバータ回路の特徴は、直流電源1と、第1のコンデンサC1 の他端を第2のコンデンサC2 の一端に接続した第1の直列接続回路と、第1のスイッチング素子T1 の他端を第2のスイッチング素子T2 の一端に接続した第2の直列接続回路とを並列に接続するとともに、前記第1のコンデンサC1 と第2のコンデンサC2 との直列接続点にセンタータップが接続されたチョークコイルLを有し、このチョークコイルLの第1巻線L1 が第1のダイオードD1 と第1のトランジスタS1 との第1の並列接続回路を介して前記第2のコンデンサC2 の他端に接続されるとともに第2巻線L2 が第2のダイオードD2 と第2のトランジスタS2 との第2の並列接続回路を介して前記第1のコンデンサC1 の一端に接続され、直流電源1の一端11が前記チョークコイルLのセンタータップに接続され、前記チョークコイルLの第2巻線L2 と第2のダイオードD2 との接続点と直流電源1の他端12との間に第3のダイオードD3と第3のトランジスタS3 との第3の並列接続回路が接続されたことである。なお、2はリップル吸収用のコンデンサ、4はリアクトルL4 、コンデンサC4 からなるフィルタ回路である。
【0014】上記したハーフブリッジ形インバータ回路では、その入力電圧、すなわち第1のコンデンサC1 に印加される電圧VC1と第2のコンデンサC2 に印加される電圧VC2との和電圧VC を検出し、これを電圧基準値との間で誤差増幅して得た誤差電圧を三角波と比較してPWM制御信号を作成すれば前記和電圧VC が一定になるように第3のトランジスタS3 を制御することができ、また前記和電圧VCを検出し、これを電流基準値との間で誤差増幅して得た誤差電圧を平滑して電流目標値とし、この電流目標値と三相ハーフブリッジ形インバータ回路の入力電流との間で誤差増幅して得た誤差電圧を三角波と比較してPWM制御信号を作成すれば前記入力電流に含まれる交流電源1のリップルが小さくなるように第3のトランジスタS3 を制御することができる。
【0015】また、上記したハーフブリッジ形インバータ回路では、以下のような動作モード1,2により、第1のコンデンサC1 に印加される電圧VC1と第2のコンデンサC2 に印加される電圧VC2とをバランスさせることができるとともに、直流電源1の直流電源電圧を昇圧することができるので、インバータ回路3の交流側と系統とを連系すれば、直流電源1からの直流電力を交流電力に変換して負荷5に供給するとともに該交流電力を系統に逆潮流させることもできる。
【0016】(動作モード1)この動作モード1は第3のトランジスタS3 がオンの場合であり、これにより、直流電源1の一端11→チョークコイルLの第2巻線L2 →第3のトランジスタS3 →直流電源1の他端12なる経路で電流が流れて前記チョークコイルLにエネルギーが蓄積される。
【0017】(動作モード2)この動作モード2は第3のトランジスタS3 がオフの場合であり、これにより、動作モード1でチョークコイルLに蓄積されていたエネルギーが放出されるが、第1のコンデンサC1 に印加される電圧VC1と第2のコンデンサC2 に印加される電圧C2の大小関係によって放出される経路が異なる。
【0018】すなわち、チョークコイルLの第1巻線L1 の巻数=チョークコイルLの第2巻線L2 の巻数とすれば、VC1>VC2の場合はチョークコイルLの第1巻線L1と第1の並列接続回路との接続点の電位は第2のコンデンサC2 の他端の電位(第1の並列接続回路の第1のダイオードD1 のアノード側の電位)より低くなって第1のダイオードD1 が順バイアスされるから、チョークコイルLの第1巻線L1 →第2のコンデンサC2 →第1のダイオードD1 →チョークコイルLの第1巻線L1 なる経路で電流が流れてチョークコイルLのエネルギーが第2のコンデンサC2 に移される。この時、チョークコイルLの第2巻線L2 と第2の並列接続回路との接続点の電位は第1のコンデンサC1 の一端の電位より低くなって第2の並列接続回路の第2のダイオードD2 が逆バイアスされるから、チョークコイルLの第2巻線L2 →第2のダイオードD2 →第1のコンデンサC1 →チョークコイルLの第2巻線L2 なる経路には電流は流れない。
【0019】同様に、VC1<VC2の場合はチョークコイルLの第2巻線L2 と第2の並列接続回路との接続点の電位は第1のコンデンサC1 の一端の電位(第2の並列接続回路の第2のダイオードD2 のカソード側の電位)より高くなって第2のダイオードD2 が順バイアスされるから、チョークコイルLの第2巻線L2 →第2のダイオードD2 →第1のコンデンサC1 →チョークコイルLの第2巻線L2 なる経路で電流が流れてチョークコイルLのエネルギーが第1のコンデンサC1 に移される。この時、チョークコイルLの第1巻線L1 と第1の並列接続回路との接続点の電位は第2のコンデンサC2 の他端の電位より高くなって第1の並列接続回路の第1のダイオードD1 が逆バイアスされるから、チョークコイルLの第1巻線L1 →第2のコンデンサC2 →第1のダイオードD1 →チョークコイルLの第1巻線L1 なる経路には電流は流れない。
【0020】従って、VC1>VC2の場合はチョークコイルLのエネルギーが第2のコンデンサC2 に移されるから、第2のコンデンサC2 の電圧VC2が上昇して第2のコンデンサC2 に印加される電圧VC2と第1のコンデンサC1 に印加される電圧VC1とをバランスさせることができ、VC1<VC2の場合はチョークコイルLのエネルギーが第1のコンデンサC1 に移されるから、第1のコンデンサC1 の電圧VC1が上昇して第1のコンデンサC1 に印加される電圧VC1と第2のコンデンサC2に印加される電圧VC2とをバランスさせることができる。
【0021】次に、上記したハーフブリッジ形インバータ回路の交流側と系統とを連系し、系統からの交流電力を該インバータ回路3によって直流電力に変換し、以下のような動作モード3,4により、該直流電圧を降圧して直流電源1に供給することができる。
【0022】(動作モード3)この動作モード3は第3のトランジスタS3 がオフ、第1の並列接続回路の第1のトランジスタS1 と第2の並列接続回路の第2のトランジスタS2 がオンの場合であり、これにより、第1のコンデンサC1 の一端→第2のトランジスタS2 →チョークコイルLの第2巻線L2 →チョークコイルLの第1巻線L1 →第1のトランジスタS1 →第2のコンデンサC2 の他端なる経路で電流が流れて前記チョークコイルLにエネルギーが蓄積される。
【0023】(動作モード4)この動作モード4は第3のトランジスタS3 がオフ、第1の並列接続回路の第1のトランジスタS1 と第2の並列接続回路の第2のトランジスタS2 がオフの場合であり、これにより、チョークコイルLの第2巻線L2 →直流電源1→第3のダイオード→チョークコイルLの第2巻線L2 なる経路で電流が流れて前記チョークコイルLに蓄積されたエネルギーが直流電源1に移されるので、系統からの交流電力を該インバータ回路3によって直流電力に変換して蓄電池のような直流電源1に供給することができる。
【0024】上記した直流電源1が蓄電池であり、この蓄電池の電圧を検出する電圧検出回路20を設けた場合、この電圧検出回路20による蓄電池の不必要な放電を防止するため、該電圧検出回路20にホトモス回路21を介挿した図2のような構成にすることができる。この場合、インバータ回路3を無停電電源装置に用い、蓄電池が微小電流で連続放電すると、サルフェーションによる容量の回復が図れなくなるという問題の発生が考えられるが、これを未然に防止することが可能である。
【0025】
【発明の効果】上記した如く、本発明は、ハーフブリッジ形インバータ回路において、負荷が不平衡成分を有していて第1のコンデンサと第2のコンデンサに印加される電圧のアンバランスが大きくなることが考えられる場合や入力電圧が高くて第1のコンデンサと第2のコンデンサに印加される電圧が大きい場合であっても、変換効率を低下させずに第1のコンデンサと第2のコンデンサに印加される電圧をバランスさせることができるとともに、第1のコンデンサと第2のコンデンサとの直列接続点を中性点として直流電源の一端に直接接続して該中性点に対する直流電位の安定化と高周波の漏洩電流やEMI雑音の低減を図ることができ、かつ直流電力から交流電力への変換と交流電力から直流電力への変換が行える双方向性の機能も持たせることができるので、ハーフブリッジ形インバータ回路の用途の拡大に寄与するところが大である。




 

 


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