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サイリスタ制御直列コンデンサ - 株式会社日立製作所
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発明の名称 サイリスタ制御直列コンデンサ
発行国 日本国特許庁(JP)
公報種別 公開特許公報(A)
公開番号 特開2001−16780(P2001−16780A)
公開日 平成13年1月19日(2001.1.19)
出願番号 特願平11−187153
出願日 平成11年7月1日(1999.7.1)
代理人 【識別番号】100066979
【弁理士】
【氏名又は名称】鵜沼 辰之
【テーマコード(参考)】
5G066
【Fターム(参考)】
5G066 DA04 FA01 FB08 FC01 FC11 GC01 
発明者 小西 博雄 / 河田 謙一 / 森岡 靖夫
要約 目的


構成
特許請求の範囲
【請求項1】 交流送電線に直列に挿入され前記交流送電線を直列補償する直列コンデンサの容量を可変制御するためにリアクトルおよび逆並列接続されたサイリスタの直列回路を前記直列コンデンサに並列接続して構成されるサイリスタ制御直列コンデンサにおいて、各相ごとに制御すべきパラメータを制御演算する各相制御手段と、前記送電線の交流信号からサイリスタを点弧させるための基準パルスを三相一括で求める同期信号作成手段と、前記制御演算の結果に基づき前記基準パルスを移相して各相ごとの点弧パルスを生成し出力するパルス移相手段とを含む制御装置を備えたことを特徴とするサイリスタ制御直列コンデンサ。
【請求項2】 請求項1に記載のサイリスタ制御直列コンデンサにおいて、前記各相制御手段と前記パルス移相手段との間に、前記パルス移相手段の出力パルスに応じて前記各相制御手段から前記パルス移相手段への前記制御演算の結果の出力を相順次に切り換える切り換え手段を設けたことを特徴とするサイリスタ制御直列コンデンサ。
【請求項3】 請求項1に記載のサイリスタ制御直列コンデンサにおいて、前記パルス移相手段が、相数分並設したパルス移相器を含み、前記基準パルスに応じて各相ごとの点弧パルスを相順次に生成し出力する手段であることを特徴とするサイリスタ制御直列コンデンサ。
【請求項4】 請求項1ないし3のいずれか一項に記載のサイリスタ制御直列コンデンサにおいて、前記制御すべきパラメータが、インピーダンス,電流,電圧,電力のいずれかであることを特徴とするサイリスタ制御直列コンデンサ。
発明の詳細な説明
【0001】
【発明の属する技術分野】本発明は、交流電力系統のサイリスタ制御直列コンデンサに係り、特に、各相ごとの位相制御に好適なサイリスタ制御直列コンデンサの制御装置に関する。
【0002】
【従来の技術】定態安定度および過渡安定度の向上に効果がある直列補償装置として、直列コンデンサが、長距離送電の多い北欧,北米,南米を中心に採用されている。
【0003】しかし、補償の効果を大きくするために、補償量を増大させると、LCによる電気的な共振周波数が50Hzに近づき、発電機の軸ねじれ(SSR)が問題となる。
【0004】その対策として、直列コンデンサの容量をサイリスタの位相制御により変えるサイリスタ制御直列コンデンサ(TCSC)がEPRI(Electric Power ResearchInstitute)を中心に開発され、フィールドでの実証試験がなされている。
【0005】実証試験などによる海外での運転実績が積み重ねられれば、重負荷で電圧安定性が問題となっている日本の電力系統においても、電圧安定性や系統安定性の改善に、サイリスタ制御直列コンデンサが使われる可能性が大きい。
【0006】
【発明が解決しようとする課題】サイリスタ制御直列コンデンサの制御方式として、三相を一括した制御方式が検討されている。この制御方式は、三相を一括した電圧や電流の平均値または実効値を用いて、直列コンデンサを制御する方式である。
【0007】しかし、三相交流送電線においては、非撚架や負荷のばらつきにより、各相間のインピーダンスに不平衡がある。したがって、三相を一括した制御では、三相に不平衡がある場合には、指令通りの満足な制御ができず、各相の不平衡やばらつきも抑制できない。
【0008】また、サイリスタ制御直列コンデンサは、送電線に直列に挿入されるので、適切に制御しないと、不平衡を抑制するための各相制御が、逆に系統に外乱を与え、不平衡を助長する可能性がある。
【0009】本発明の目的は、送電線の非撚架や負荷のばらつきにより、各相間のインピーダンスに不平衡がある場合にも、指令通り安定に制御するとともに、各相の不平衡やばらつきを抑制する手段を備えたサイリスタ制御直列コンデンサを提供することである。
【0010】
【課題を解決するための手段】本発明は、上記目的を達成するために、交流送電線に直列に挿入され交流送電線を直列補償する直列コンデンサの容量を可変制御するためにリアクトルおよび逆並列接続されたサイリスタの直列回路を前記直列コンデンサに並列接続して構成されるサイリスタ制御直列コンデンサにおいて、各相ごとに制御すべきパラメータを制御演算する各相制御手段と、送電線の交流信号からサイリスタを点弧させるための基準パルスを三相一括で求める同期信号作成手段と、前記制御演算の結果に基づき前記基準パルスを移相して各相ごとの点弧パルスを生成し出力するパルス移相手段とを含む制御装置を備えたサイリスタ制御直列コンデンサを提案する。
【0011】前記各相制御手段とパルス移相手段との間には、パルス移相手段の出力パルスに応じて各相制御手段からパルス移相手段への制御演算の結果の出力を相順次に切り換える切り換え手段を設ける。
【0012】また、切り換え手段を外部に設ける代わりに、パルス移相手段が、相数分並設したパルス移相器を含み、基準パルスに応じて各相ごとの点弧パルスを相順次に生成し出力する手段であるようにすることもできる。
【0013】いずれのサイリスタ制御直列コンデンサにおいても、前記制御すべきパラメータは、具体的には、インピーダンス,電流,電圧,電力のいずれかである。
【0014】本発明においては、交流送電線に直列に挿入され交流送電線のインピーダンスを補償する直列コンデンサの容量を可変制御するためにリアクトルおよび逆並列接続されたサイリスタの直列回路を前記直列コンデンサに並列接続して構成されるサイリスタ制御直列コンデンサにおいて、各相ごとに制御すべきパラメータを制御演算する各相制御手段と、送電線の交流信号からサイリスタを点弧させるための基準パルスを三相一括で求める同期信号作成手段と、制御演算の結果に基づき基準パルスを移相して各相ごとの点弧パルスを生成し出力するパルス移相手段とを含む制御装置を備え、パルス移相手段は、三相を一括して求めた例えばπ/6周期の基準パルスを各相ごとの制御演算結果に応じて移相させ、サイリスタ制御直列コンデンサのサイリスタを制御する点弧パルスを作り出力するので、送電線の非撚架や負荷のばらつきにより、各相間のインピーダンスに不平衡がある場合にも、指令通り安定に各相ごとに制御し、各相の不平衡やばらつきを抑制できる。
【0015】
【発明の実施の形態】図1は、本発明によるサイリスタ制御直列コンデンサを含む交流系統の構成の一例を示す図である。交流系統1と交流系統2とは、サイリスタ制御直列コンデンサで補償すべきインピーダンス3をもつ送電線により相互に接続されている。インピーダンス3は、ここではリアクトルとして表現してある。
【0016】サイリスタ制御直列コンデンサは、逆並列接続されたサイリスタTh1およびTh2とリアクトルLとの直列回路を直列コンデンサCと並列に接続し構成してある。直列コンデンサCは、送電線に直列に挿入されて、送電線のインピーダンス3を打ち消し補償する。
【0017】このサイリスタ制御直列コンデンサの制御装置200は、インピーダンス指令値Zpと交流電圧検出器201が検出した送電線の交流電圧と交流電流検出器202が検出した送電線の電流とを取り込み、逆並列接続されたサイリスタTh1およびTh2を介して、リアクトルLに流れる電流の位相を制御する。
【0018】図2は、サイリスタ制御直列コンデンサのインピーダンス特性の一例を示す図である。横軸は、サイリスタの制御角を表わし、縦軸は、サイリスタ制御直列コンデンサのインピーダンスを表わしている。正領域は、容量性インピーダンスであり、負領域は、誘導性インピーダンスである。
【0019】直列コンデンサCの両端の電圧位相を180度から0度の方向に取った角度βで表わすと、β=0度のときはリアクトルLに電流が流れないので、サイリスタ制御直列コンデンサのインピーダンスは、直列コンデンサのインピーダンスと同じZco=1/ωC(ω=2πf,f:商用周波数)である。サイリスタの点弧位相βを大きくしていくと、リアクトルに流れる電流が大きくなり、βlimの点弧位相角までは容量性であり、インピーダンスが大きくなる。βlimは、CとLとが商用周波数で共振する点弧位相角である。このβlimを超えた点弧位相角では、リアクトルに流れる電流が直列コンデンサに流れる電流よりも大きくなり、サイリスタ制御直列コンデンサのインピーダンスは、誘導性のインピーダンスとなる。点弧位相角βを更に大きくしていくと、誘導性のインピーダンスは小さくなり、β=90度でサイリスタが全導通となる。このときのインピーダンスは、LとCとの並列インピーダンス値であり、誘導性のZloとなる。図2から明らかなように、点弧位相角βを制御すると、容量性領域から誘導性領域の範囲で、インピーダンスを変えることができる。
【0020】点弧位相角βに対するインピーダンスは、加藤他6名「サイリスタ制御直列コンデンサの制御方式の検討及び縮小モデルの開発」『電気学会論文誌 B』Vol.117,No.7(1997.7)に見られるように、送電線の基本波電圧および基本波電流の値から次式で与えられる。
【0021】
Xtcsc=πωL/(πω2LC−2β+sin2β)サイリスタ制御直列コンデンサの制御方式としては、三相を一括して制御する方式が、上記参考文献にも示されるように、検討されていた。
【0022】しかし、送電線には、非撚架や負荷のばらつきにより、各相間のインピーダンスに不平衡がある。そこで、交流系統に有効な制御を指令通りに実行するには、各相を個別に制御する必要がある。
【0023】図3は、本発明によるサイリスタ制御直列コンデンサの各相と制御装置との接続状態を示す系統図である。各相のインピーダンス,電流,電圧を個別に制御するため、各送電線に設置された電圧検出器201と電流検出器202とにより、各相の電圧および電流を検出する。
【0024】《サイリスタ制御直列コンデンサの制御装置の実施例1》図4は、本発明によるサイリスタ制御直列コンデンサの制御装置200の実施例1の構成を示すブロック図である。本実施例1では、サイリスタ制御直列コンデンサの制御対象パラメータをインピーダンスとしている。
【0025】インピーダンス検出回路DZuC,DZvC,DZwCは、各相に設置された電圧検出器201の検出電圧と電流検出器202の検出電流とを取り込み、各相ごとにインピーダンスを検出する。インピーダンス制御回路AZuR,AZvR,AZwRは、インピーダンス指令値Zpと各相ごとに検出されたインピーダンス検出値Zu,Zv,Zwとを取り込み、各相のインピーダンスを指令値Zpに合うように、それぞれ制御する。切り換え回路SWは、後述するパルス移相回路APSの出力パルスに応じて、インピーダンス制御回路AZuR,AZvR,AZwRの出力を切り換える。
【0026】同期信号検出回路SYNは、各相ごとに設置された電流検出器202の出力信号から電流の零点である同期点を検出し、同期パルスSnを出力する。同期信号作成回路PLLは、サイリスタを点弧させる基準点を表わす基準パルスSsを三相一括で求め出力する。パルス移相回路APSは、同期信号作成回路PLLで作られた各相の基準点を表わす基準パルスSsをインピーダンス制御回路AZuR,AZvR,AZwRの出力に応じて移相させる。
【0027】図5は、サイリスタ制御直列コンデンサの制御装置200の同期信号作成回路PLLの一例の構成を示すブロック図である。位相差検出回路DETは、上記同期信号検出回路SYNの各相の同期パルスSnと後述する分周回路DECの出力パルスである基準パルスSsとの位相差Δθを検出する。演算増幅回路CALは、位相差検出回路DETの出力である位相差Δθを制御演算し増幅する。電圧制御発振回路OSCは、制御演算増幅された信号Ecの大きさに比例する周波数の信号を発信し出力する。分周回路DECは、電圧制御発振回路OSCからの高周波信号を商用周波数の6倍の周波数に分周する。6倍の周波数に分周された信号パルスは、基準パルスSsとして、位相差検出回路DETおよびパルス移相回路APSに出力される。
【0028】図6は、図5の同期信号作成回路PLLの動作の一例を示すタイムチャートである。同期信号検出回路SYNは、各相の検出電流の零点で同期パルスSnを出力する。三相分を合わせると、商用周波数の6倍の同期パルスSnが得られる。図6は、検出電流および直列コンデンサCの両端の電圧については、U相の電流Iuと電圧Vuの波形を代表させて示しており、同期パルスSn,基準パルスSs,位相差Δθ,演算増幅回路CALの出力電圧Ecについては、三相分を併せて示している。
【0029】直列コンデンサCの両端の電圧Vuは、容量性インピーダンスであり、サイリスタ直列コンデンサを制御する場合、検出電流Iuよりも約90度遅れている。位相差検出回路DETが検出した同期パルスSnおよび基準パルスSsの位相差Δθは、演算増幅回路CALで制御演算し増幅される。制御演算動作を1次進み遅れ制御とした場合、演算増幅回路CALの出力電圧Ecの波形は、図6の最下段のようになる。電圧制御発振回路OSCは、この出力電圧Ecの平均電圧に応じた発振周波数をもつパルスを出力する。分周回路DECは、電圧制御発振器OSCの出力パルスを商用周波数の6倍の周波数の基準パルスSsに分周する。
【0030】何らかの原因で、交流系統の周波数が上がり、検出電流の零点が進んだとすると、同期パルスSnが進むので、位相差検出回路の出力である位相差Δθが大きくなり、演算増幅回路CALの出力Ecも大きくなる。このため、発振周波数が高くなり、分周回路DECの出力である基準パルスSsの位相を進める。このようにして系統の周波数に追従する。
【0031】一方、系統の周波数が下がった場合は、同期パルスSnが遅れるので、位相差検出回路の出力である位相差Δθが小さくなり、演算増幅回路の出力Ecも小さくなる。このため発振周波数が低くなり、分周回路の出力パルスSsの位相を遅らせる。このようにして系統の周波数に追従する。このように、分周回路DECの出力パルスである基準パルスSsは、交流系統の電流の零点に対しある位相差をもって常に追従することになる。
【0032】ここでは図示していないが、Ecにバイアス信号を印加すれば、定常時の位相差を任意に設定できるので、バイアス値を変えると、サイリスタを点弧させる基準パルスSsが直列コンデンサ両端電圧の位相の0度の点または180度の点と一致するように、基準パルスSsを生成できる。
【0033】パルス移相回路APSは、制御信号に応じて、この基準パルスSsを移相させ、サイリスタ制御直列コンデンサの各相の点弧パルスを作る。基準パルスSsの位相が三相一括で決められていても、インピーダンス制御回路AZuR,AZvR,AZwRが各相個別の回路なので、サイリスタの点弧パルスは、各相ごとに異なった適切な点弧パルスになる。
【0034】図7は、各相制御装置による点弧パルスの出力タイミングを示すタイムチャートである。サイリスタの点弧パルスは、U→Z→V→X→W→Yの順に、π/6ずつ遅れている。U相の場合、Su点が同期信号作成回路PLLで作られた基準パルス、すなわちU相の直列コンデンサ両端の電圧の0度(α=0度)に当たり、制御回路AZuRの指令値がαuで、基準パルスSsu(直流コンデンサ両端電圧との関係は図6参照)をαuだけシフトさせたパルスが、パルス移相回路APSから出力される。
【0035】このパルスに応じて、図4に示したように、切り換え回路SWが、制御回路の出力を次のAZwRの出力に切り換える。パルス移相回路APSは、π/6遅れた次の基準パルスSszに切り換え、Szを制御回路の指令値αzだけシフトさせたパルスを出力する。このパルスに応じて、切り換え回路SWが、制御回路の出力をAZvRの出力に切り換える。パルス移相回路APSは、次のπ/6遅れた基準パルスSsvに切り換え、Ssvを制御回路の指令値αvだけシフトさせたパルスを出力する。この動作を順次繰返し、各相の点弧パルスを作る。制御回路の点弧角の指令値は、各相ごとに設けられたインピーダンス制御回路AZuR,AZvR,AZwRにより作られており、点弧角の指令値に基づいて、パルス移相回路APSで基準パルスSsが移相されるので、各相ごとに異なった点弧パルスとなり、各相を適切に制御できる。
【0036】ここで、三相一括した同期信号から基準パルスSsを作り、パルス移相回路APSにこの基準パルスSsを取り込む理由を説明する。従来は、各相ごとに直列コンデンサの両端の電圧をもとにサイリスタの点弧位相角の基準点を決め、この点から三相一括して求めた制御角指令値だけ移相した点弧パルスを作り、サイリスタ制御直列コンデンサのサイリスタを点弧していた。
【0037】この方法を採用すると、送電線のインピーダンスが異なり、不平衡電流が流れると、直列コンデンサC両端の電圧位相が、三相不平衡となり、サイリスタの点弧位相を所望の点弧角にできないばかりでなく、系統を安定化しようとサイリスタを点弧したはずが、誤った点弧位相となり、系統を逆に不安定にする場合も生じる。また、系統故障時は、直列コンデンサCに直流分が流れ、直列コンデンサC両端の電圧からは、位相の基準点を見つけることが不可能となる場合がある。
【0038】これに対して、図4および図5に示すように、三相一括で基準点を見つけるようにすれば、この問題を解決できる。電圧制御発振器OSCにより、系統事故にかかわらず、常に電圧制御発振器OSCを発振状態に保ち、三相一括した基準パルスSsを常に得ることができるからである。
【0039】《サイリスタ制御直列コンデンサの制御装置の実施例2》図8は、本発明によるサイリスタ制御直列コンデンサの制御装置200の実施例2の構成を示すブロックである。本実施例2が図4の実施例1と異なる点は、各相の制御回路出力の切り換え回路SWが外部になく、インピーダンス制御回路AZuR,AZvR,AZwRに対応して、パルス移相回路BPSの中に相数分のパルス移相器を並設してある点である。パルス移相回路BPSは、図7の動作説明から容易に理解できるように、相数分並設されたパルス移相器の出力を順次切り換えて出力する。
【0040】パルス移相回路BPSの中に相数分のパルス移相器を並設することは、LSI技術を用いれば、比較的容易に実現できるので、図4に示した外部の切り換え回路SWとパルス移相回路APSとを連係動作させる方式よりは、系統構成および制御動作が単純になる。
【0041】以上の説明では、制御回路200がインピーダンスを制御する場合を例としたが、電流,電圧,電力などの制御においても、制御指令値とフィードバック信号となる検出値とが代わるだけであり、本発明の基本的な部分、すなわち、各相ごとに制御回路を設け、ここで作られた点弧角指令値に基づき、三相一括した信号から作られた基準パルスを移相して得られた点弧パルスにより、サイリスタ制御直列コンデンサのサイリスタを制御することに変わりはない。したがって、本発明は、インピーダンス制御のみならず、電流,電圧,電力などの制御にも適用できる。
【0042】
【発明の効果】本発明によれば、交流送電線に直列に挿入され交流送電線のインピーダンスなどを補償する直列コンデンサの容量を可変制御するためにリアクトルおよび逆並列接続されたサイリスタの直列回路を前記直列コンデンサに並列接続して構成されるサイリスタ制御直列コンデンサにおいて、各相ごとに制御すべきパラメータを制御演算する各相制御手段と、送電線の交流信号からサイリスタを点弧させるための基準パルスを三相一括で求める同期信号作成手段と、制御演算の結果に基づき基準パルスを移相して各相ごとの点弧パルスを生成し出力するパルス移相手段とを含む制御装置を備え、パルス移相手段は、三相を一括して求めた基準パルスを各相ごとの制御演算結果に応じて移相させ、サイリスタ制御直列コンデンサのサイリスタを制御する点弧パルスを作り出力するので、送電線の非撚架や負荷のばらつきにより、各相間のインピーダンスに不平衡がある場合にも、指令通り安定に各相ごとに制御し、各相の不平衡やばらつきを抑制できる。




 

 


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