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発明の名称 高調波フィルタ
発行国 日本国特許庁(JP)
公報種別 公開特許公報(A)
公開番号 特開平11−55857
公開日 平成11年(1999)2月26日
出願番号 特願平9−217986
出願日 平成9年(1997)7月29日
代理人 【弁理士】
【氏名又は名称】石井 紀男 (外1名)
発明者 野呂 康宏
要約 目的


構成
特許請求の範囲
【請求項1】 電力系統に接続されるコンデンサとリアクトルとこれらに直列に接続される整合トランスと、整合トランスの2次側に接続されるインバータと、前記コンデンサやリアクトルに流入する電流を検出する変流器と、電力系統の電圧を検出する変成器と、これら電流・電圧信号を入力とし、前記インバータの出力電圧を制御する制御装置からなり、前記制御装置は電圧の高調波成分を検出する回路と電流の高調波成分を検出する回路と、これら高調波電圧と電流間の位相差を検出する回路と、前記位相差に応じて係数Lを増減する演算回路と、前記検出電流を微分する回路と電流の微分値に前記係数Lを乗じてインバータの出力電圧基準を作成する回路と、この出力電圧基準に応じてインバータのスイッチ素子を駆動する回路とからなることを特徴とする高調波フィルタ。
【請求項2】 請求項1記載の高調波フィルタにおいて、制御装置は電圧の高調波成分を検出する回路と電流の高調波成分を検出する回路と、これら高調波電圧と電流間の位相差を検出する回路と、位相差に応じて係数1/Cを増減する演算回路と、前記検出電流を積分する回路と電流の積分値に前記係数1/Cを乗じてインバータの出力電圧基準を作成する回路と、この出力電圧基準に応じてインバータのスイッチ素子を駆動する回路とからなることを特徴とする高調波フィルタ。
【請求項3】 請求項1記載の高調波フィルタにおいて、整合トランスはリアクトルと並列に接続され、更にリアクトルの電圧を検出する変成器とインバータの出力電流を検出する変流器とを備えると共に、制御装置は係数Lを演算する回路に代えて係数1/Lを演算する回路とし、検出電流を微分する回路に代えて前記リアクトルの電圧を積分する回路を有し、これらの積によりインバータの出力電流基準を作成し、更に、前記出力電流基準にインバータの出力電流が追従するように加算器と電流制御回路を追加することを特徴とする高調波フィルタ。
【請求項4】 電力系統に接続されるコンデンサとリアクトルとこれらに直列に接続される調整用リアクトルと、前記調整用リアクトルと並列に接続されるスイッチと、前記コンデンサやリアクトルに流入する電流を検出する変流器と、電力系統の電圧を検出する変成器と、これら電流・電圧信号を入力とし、前記スイッチの開閉を制御する制御装置からなり、前記制御装置は電圧の高調波成分を検出する回路と電流の高調波成分を検出する回路と、これら高調波電圧と電流間の位相差を検出する回路と、前記位相差に応じて係数Lを増減する演算回路と、前記係数Lに応じてスイッチの開閉を選択駆動する回路とからなることを特徴とする高調波フィルタ。
【請求項5】 請求項4記載の高調波フィルタにおいて、調整用リアクトルとスイッチは直列に接続され、更に、これらはリアクトルと並列に接続されることを特徴とする高調波フィルタ。
【請求項6】 請求項1記載の高調波フィルタにおいて、制御装置は検出電流からフィルタの過負荷状態を検出する回路を設け、前記過負荷検出回路が過負荷状態であると判定した場合には、前記出力電圧基準に予め設定しておいた係数Rと検出電流を乗じた値を加算することを特徴とする高調波フィルタ。
【請求項7】 請求項1記載の高調波フィルタにおいて、制御装置は検出電流からフィルタの過負荷状態を検出する回路を設け、前記過負荷検出回路による過負荷の程度に応じて係数Rを増減し、この係数Rと検出電流を乗じた値を前記出力電圧基準に加算することを特徴とする高調波フィルタ。
【請求項8】 請求項1記載の高調波フィルタにおいて、制御装置は検出電流からフィルタの過負荷状態を検出する回路を設け、前記過負荷検出回路が過負荷状態であると判定した場合には、前記係数Lを保持回路で保持した上で予め設定しておいた係数ΔLを加算してこの値を前記係数Lの代わりに選択回路で選択することを特徴とする高調波フィルタ。
発明の詳細な説明
【0001】
【発明の属する技術分野】本発明は、交直変換器や大容量整流器から発生する高調波を吸収する高調波フィルタに関する。
【0002】
【従来の技術】従来から、直流送電や周波数変換に用いられる交直変換器や大容量の整流器等から発生する高調波を吸収し、電力系統側への高調波流出を抑制するために、図11に示すコンデンサ2とリアクトル3から構成されるパッシブフィルタを設置するのが一般的である。
【0003】このパッシブフィルタはコンデンサ2の容量をC0 ,リアクトルのインダクタンスをL0 とすると、合成インピーダンスは図12に示すように、共振周波数f0=1/(2π*C0 0 )において極小となるため、電力系統の近傍に存在するf0 成分の高調波を吸収する。なお、*印はルート記号を意味し、C0 0 の全体におよぶものとする。
【0004】即ち、電力系統に接続された高調波源から発生する主要高調波成分の周波数にパッシブフィルタの共振周波数f0 を一致させることで、f0 成分の高調波を吸収し、外部へ流出するのを抑制している。
【0005】
【発明が解決しようとする課題】ところで、電力系統の基本波周波数が何らかの理由で変化した場合には、前述の交直変換器や整流器から発生する高調波成分の周波数も同じ割合で変化するのに対し、C0 やL0 は固定した値であるため、高調波源から発生する主要高調波成分の周波数とパッシブフィルタの共振周波数f0 にはズレが生じる場合がある。
【0006】この場合、高調波源から発生する主要高調波成分の周波数においては、パッシブフィルタの合成インピーダンスは極小値でないために、高調波の吸収効果が弱まり、電力系統側への流出を充分抑制できないと言う問題が生ずる。
【0007】又、電力系統の周波数が変化しなくても、コンデンサ2やリアクトル3は製造誤差が生じたり、C0 やL0 の温度変化や経年変化が生じたりの理由でパッシブフィルタの共振周波数f0 自身が変化し、高調波の吸収効果が弱まり、電力系統側への流出を充分抑制できないと言う問題が生ずる。
【0008】通常はこれらの問題点に対応するために、電力系統周波数の変動や、コンデンサ2やリアクトル3の製造誤差,温度変化,経年変化等を想定し、高調波成分の周波数とパッシブフィルタの共振周波数f0 が若干ずれても高調波を充分吸収できるようにC0 やL0 の値を設定するが、そのためにはコンデンサやリアクトルの容量が必要以上に大きくなって、コストが高くなる。
【0009】本発明は上記課題を解決するためになされたものであり、必要最小容量のコンデンサやリアクトルを用い、電力系統の周波数が変化したり、コンデンサ2やリアクトル3の製造誤差,温度変化,経年変化等があっても、常に良好な高調波吸収効果を発揮できる高調波フィルタを提供することを目的としている。
【0010】
【課題を解決するための手段】本発明の[請求項1]に係る高調波フィルタは、コンデンサとリアクトルとこれらに直列に接続される整合トランスと、整合トランスの2次側に接続されるインバータと、前記コンデンサやリアクトルに流入する処理を検出する変流器と、電力系統の電圧を検出する変成器と、これら電流・電圧信号を入力とし、前記インバータの出力電圧を制御する制御装置からなり、前記制御装置は電圧の高調波成分を検出する回路と電流の高調波成分を検出する回路と、これら高調波電圧と電流間の位相差を検出する回路と、前記位相差に応じて係数Lを増減する演算回路と、前記検出電流を微分する回路と電流の微分値に前記係数Lを乗じインバータの出力電圧基準を作成する回路と、この出力電圧基準に応じてインバータのスイッチ素子を駆動する回路とからなることを特徴とする。
【0011】そして、[請求項1]ではコンデンサやリアクトルに流れる電流の高調波成分と、電力系統の電圧の高調波成分の位相差が零になるように係数Lを増減し、この係数Lに応じてインバータの出力電圧をL(dIF /dt)となるよに制御することで、高調波フィルタ部全体の合成インピーダンスを常に高調波源の発生高調波成分の周波数で極小となるように保ち、高調波の吸収効果を最大限に発揮させることができる。
【0012】本発明の[請求項2]に係る高調波フィルタは、[請求項1]において、制御装置は電圧の高調波成分を検出する回路と電流の高調波成分を検出する回路と、これら高調波電圧と電流間の位相差を検出する回路と、位相差に応じて係数I/Cを増減する演算回路と、前記検出電流を積分する回路と電流の積分値に前記係数1/Cを乗じてインバータの出力電圧基準を作成する回路と、この出力電圧基準に応じてインバータのスイッチ素子を駆動する回路とからなることを特徴とする。
【0013】そして、[請求項2]ではコンデンサやリアクトルに流れる電流の高調波成分と、電力系統の電圧の高調波成分の位相差が零になるように係数1/Cを増減し、係数1/Cに応じてインバータの出力電圧を(1/C)**IF dtとなるように制御することで、高調波フィルタ部全体の合成インピーダンスを常に高調波源の発生高調波成分の周波数で極小となるように保ち、高調波の吸収効果を最大限に発揮させることができる。なお、**印は積分記号を意味する(以下、同じ)。
【0014】本発明の[請求項3]に係る高調波フィルタは、[請求項1]において、整合トランスはリアクトルと並列に接続され、更にリアクトルの電圧VL を検出する変成器とインバータの出力電流を検出する変流器とを備えると共に、制御装置は係数Lを演算する回路に代えて係数1/Lを演算する回路と、検出電流を微分する回路に代えて前記リアクトルの電圧を積分する回路を有し、これらの積によりインバータの出力電流基準を作成し、更に、前記出力電流基準にインバータの出力電流が追従するよう加算器と電流制御回路を追加することを特徴とする。
【0015】そして、[請求項3]ではコンデンサに流れる電流の高調波成分と、電力系統の電圧の高調波成分の位相差が零になるように係数1/Lを増減し、係数1/Lに応じてインバータの出力電流を1/L**VL dtとなるように制御することで、高調波フィルタ部全体の合成インピーダンスを常に高調波源の発生高調波成分の周波数で極小となるように保ち、高調波の吸収効果を最大限に発揮させることができる。
【0016】本発明の[請求項4]に係る高調波フィルタは、電力系統に接続されるコンデンサとリアクトルとこれらに直列に接続される調整用リアクトルと、前記調整用リアクトルと並列に接続されるスイッチと、前記コンデンサやリアクトルに流入する電流を検出する変流器と、電力系統の電圧を検出する変成器と、これら電流・電圧信号を入力とし、前記スイッチの開閉を制御する制御装置からなり、前記制御装置は電圧の高調波成分を検出する回路と電流の高調波成分を検出する回路と、これら高調波電圧と電流間の位相差を検出する回路と、前記位相差に応じて係数Lを増減する演算回路と、前記係数Lに応じてスイッチの開閉を選択駆動する回路からなることを特徴とする。
【0017】そして、[請求項4]ではコンデンサやリアクトルに流れる電流の高調波成分と、電力系統の電圧の高調波成分の位相差が零になるように係数Lを増減し、係数Lに応じて調整用リアクトルに並列に接続されたスイッチを開閉することで、高調波フィルタ部全体の合成インピーダンスを常に高調波源の発生高調波成分の周波数で極小付近となるように保ち、高調波の吸収効果を最大限に発揮させることができる。
【0018】本発明の[請求項5]に係る高調波フィルタは、[請求項4]において、調整用リアクトルとスイッチは直列に接続され、更に、これらはリアクトルと並列に接続されることを特徴とする。
【0019】そして、[請求項5]ではコンデンサに流れる電流の高調波成分と、電力系統の電圧の高調波成分の位相差が零になるように係数Lを増減し、係数Lに応じて調整用リアクトルに直列に接続されたスイッチを開閉することで、高調波フィルタ部全体の合成インピーダンスを常に高調波源の発生高調波成分の周波数で極小付近となるように保ち、高調波の吸収効果を最大限に発揮させることができる。
【0020】本発明の[請求項6]に係る高調波フィルタは、[請求項1]において、制御装置は検出電流から高調波フィルタの過負荷状態を検出する回路を設け、前記過負荷検出回路が過負荷状態であると判定した場合には、前記出力電圧基準に、予め設定しておいた係数Rと検出電流を乗じた値を加算することを特徴とする。
【0021】そして、[請求項6]では高調波フィルタが過負荷となった場合には、流入する電流に比例する電圧成分をインバータで発生させることにより、高調波フィルタ部全体の合成インピーダンスの抵抗分を大きくし、流入電流を抑制することにより過負荷を解消することができる。
【0022】本発明の[請求項7]に係る高調波フィルタは、[請求項1]において、制御装置は検出電流からフィルタの過負荷状態を検出する回路を設け、前記過負荷検出回路による過負荷の程度に応じて係数Rを増減し、この係数Rと検出電流を乗じた値を前記出力電圧基準に加算することを特徴とする。
【0023】そして、高調波フィルタが過負荷となった場合には、流入する電流に比例する電圧成分をインバータで発生させることにより、高調波フィルタ部全体の合成インピーダンスの抵抗分を大きくし、流入電流を抑制することにより過負荷を解消することができる。
【0024】本発明の[請求項8]に係る高調波フィルタは、[請求項1]において、制御装置は検出電流からフィルタの過負荷状態を検出する回路を設け、前記過負荷検出回路が過負荷状態であると判定した場合には、前述の係数Lを保持回路で保持した上で予め設定しておいた係数ΔLを加算し、この値を前記係数Lの代わりに選択回路で選択することを特徴とする。
【0025】そして、高調波フィルタが過負荷となった場合には、係数LをΔLだけ補正することにより、高調波フィルタ部全体の合成インピーダンスを共振状態からずらし、流入電流を抑制することにより過負荷を解消することができる。
【0026】
【発明の実施の形態】
(第1の実施の形態)図1は本発明の第1の実施の形態を示す高調波フィルタの主回路の単線結線図である。図1において、1は電力系統を示し、コンデンサ2,リアクトル3,整合トランス4が直列に接続されている。又、整合トランス4の2次側には、インバータ5が接続される。
【0027】一方、変流器6で高調波フィルタに流入する電流が、又、変成器7で電力系統の電圧が夫々検出され、これらは制御装置8に入力され、更に、制御装置8の出力でインバータ5の出力電圧が制御される。
【0028】図2は制御装置8のブロック構成図を示す。図2において、8aは電圧の高調波成分検出回路、8bは電流の高調波成分検出回路で、高調波フィルタの共振周波数に対応した成分の高調波が抽出される。8cは位相差検出回路であり、ここで検出された位相差θは係数Lの演算回路8dに入力される。
【0029】8eは微分回路であり、フィルタ入力電流を微分し、この結果と前記の係数Lとを乗算回路8fにて乗じ、出力電圧基準Vr を算出する。8gは出力電圧基準Vr に応じて、インバータ5のスイッチ素子を駆動するためのインバータ駆動回路である。
【0030】次に、本実施の形態の高調波フィルタの動作を説明する。図1において、コンデンサ2の容量C0 は高調波フィルタが理想的に動作したときに、電力系統1の高調波を充分吸収できる必要最小限の容量に定める。又、リアクトル3のインダクタンスL0 は、対象とする高調波成分の周波数に共振させる値より小さめに設定する。
【0031】その小ささの程度は、次に説明するインバータ部で発生し得るインダクタンス成分の最大値のおよそ半分とする。インバータ5では以下に説明する制御装置8の動作により、フィルタ流入電流IF に対して等価的にL(dIF /dt)となる電圧を整合トランス4を介して発生させる。
【0032】従って、この高調波フィルタの共振周波数は1/(2π*C0 (L0 +L))となる。なお、*印はルート記号を意味し、C0 (L0 +L)の全部におよぶものとする。制御装置8では8aで電圧の上記共振周波数付近の高調波成分を検出し、8bで電流の上記共振周波数付近の高調波成分を検出し、8cで電圧高調波成分と電流高調波成分の位相差を検出する。位相差が零の場合には図12より高調波フィルタの共振周波数が発生高調波の周波数に一致していると考えることができる。
【0033】もし、電流高調波の位相が電圧高調波の位相に対して遅れている場合には、高調波フィルタの合成インピーダンスが誘導性、即ち、コンデンサ2によるインピーダンスよりもリアクトル3とインバータによる合成インピーダンスのほうが大きいことになるため、インバータによるインピーダンスを小さくしてやれば良く、そのためには演算回路8dで係数Lを減少させれば良い。
【0034】逆に、電流高調波の位相が電圧高調波の位相に対して進んでいる場合には、高調波フィルタの合成インピーダンスが容量性、即ち、コンデンサ2によるインピーダンスがリアクトル3とインバータによる合成インピーダンスよりも大きいことになるため、インバータによるインピーダンスを大きくしてやれば良く、そのためには演算回路8dで係数Lを増加させれば良い。
【0035】このような作用を自動的に行なうために、演算回路8dはフィードバック制御で一般的に使われる比例積分動作などが行なわれる。又、フィルタ流入電流IF は微分回路8eで微分され、更に乗算回路8fで前述のLと乗算することで、出力電圧基準Vr =L(dIF /dt)が作成されるので、Vr に追従する出力電圧を発生するようインバータ駆動回路8gでインバータ5のスイッチ素子を駆動する。
【0036】本実施の形態によれば、電力系統の周波数変化に応じて発生高調波の周波数が変化したり、コンデンサ2やリアクトル3の製造誤差,温度変化,経年変化などで共振周波数が設計値よりずれても、インバータ部で発生する等価インダクタンスLを自動的に増減させて高調波フィルタ全体での共振周波数を常に発生高調波の周波数に一致させてインピーダンスを極小に保つことができるので、最小限の容量で常に良好な高調波吸収効果を発揮することができる。
【0037】(第2の実施の形態)本発明の第2の実施の形態を示す単線結線図及び制御装置のブロック構成図は夫々図1,図2とほぼ同じであるが、本実施の形態における特徴点は、図2で係数Lの演算回路8dが係数1/Cの演算回路に置き変わっている点及び微分回路8eが積分回路に置き変わっている点が異なるのみである。又、コンデンサ2の容量C0 は、必要最小限の容量より大きめに設定しておき、リアクトルL0 の容量は必要最小限の容量に設定しておく。
【0038】本実施の形態による高調波フィルタの動作は、第1の実施の形態による動作とほぼ同じであるが、制御装置8の動作により、インバータ5ではフィルタ電流IF に対して等価的に(1/C)**IF dtとなる電圧を整合トランス4を介して発生させる。
【0039】その結果、1/C′=1/C0 +1/Cとして、この高調波フィルタの共振周波数は1/(2π*C′L0 )で示される。なお、*印はルート記号を意味し、C′L0 の全体におよぶものとする。制御装置8では8aで電圧の高調波成分を検出し、8bで電流の高調波成分を検出し、8cで電圧高調波成分と電流高調波成分の位相差を検出する。
【0040】位相差が零の場合には高調波フィルタの共振周波数が発生高調波の周波数に一致していると考えることができる。もし、電流高調波の位相が電圧高調波の位相に対して遅れている場合には、高調波フィルタの合成インピーダンスが誘導性、即ち、コンデンサ2とインバータ5による合成インピーダンスよりもリアクトル3のインピーダンスのほうが大きいことになるため、インバータによるインピーダンスを大きくしてやれば良く、そのためには演算回路8dで係数1/Cを増加させれば良い。
【0041】逆に、電流高調波の位相が電圧高調波の位相に対して進んでいる場合には、高調波フィルタの合成インピーダンスが容量性、即ち、コンデンサ2とインバータ5による合成インピーダンスがリアクトル3のインピーダンスよりも大きいことになるため、インバータによるインピーダンスを小さくしてやれば良く、そのためには演算回路8dで係数1/Cを減少させれば良い。
【0042】又、フィルター流入電流IF は積分回路8eで積分され、更に乗算回路8fで前述の係数1/Cと乗算することで、出力電圧基準Vr =(1/C)**IF dtが作成されるため、Vr に追従する出力電圧を発生するようインバータ駆動回路8gでインバータ5のスイッチ素子を駆動する。
【0043】本実施の形態によれば、電力系統の周波数変化に応じて発生高調波の周波数が変化したり、コンデンサ2やリアクトル3の製造誤差,温度変化,経年変化などで共振周波数が設計値よりずれても、インバータ部で発生する等価容量Cを自動的に増減させて高調波フィルタ全体での共振周波数を常に発生高調波の周波数に一致させインピーダンスを極小に保つことができるので、最小限の容量で常に良好な高調波吸収効果を発揮することができる。
【0044】(第3の実施の形態)図3は本発明の第3の実施の形態を示す高調波フィルタの主回路の単線結線図である。図3において、図1と異なる点は、リアクトル3′と整合トランス4が並列に接続されている点と、リアクトル3′の電圧を検出する変成器7′,インバータの出力電流を検出する変流器6′が追加されている点である。
【0045】又、図4は制御装置8のブロック構成図を示し、図2と異なる点は演算回路8d′で係数Lの逆数1/Lを演算している点と、微分回路8eの代わりに積分回路8mを有し、変成器7′の出力VL を積分した後に前記係数1/Lを乗算器8fで乗じ、その結果得られた電流基準Ir に変流器6′で得られたインバータ電流IL が追従するよう加算回路8k,電流制御回路8nを追加している点である。
【0046】次に、本実施の形態の高調波フィルタの動作を説明する。図3において、コンデンサ2の容量C0 は高調波フィルタが理想的に動作したときに、電力系統1の高調波を充分吸収できる必要最小限の容量に定める。又、リアクトル3′のインダクタンスL0 は、対象とする高調波成分の周波数に共振させる値より大きめに設定する。
【0047】インバータ5では以下に説明する制御装置8の動作により、リアクトル3′の電圧VL に対して等価的にIL =1/L**VL dtとなる電流を整合トランス4を介して発生させる。従って、1/L′=1/L0 +1/Lとして、この高調波フィルタの共振周波数は1/(2π*C0 L′)となる。なお、*印はルート記号を意味し、C0 L′の全体におよぶものとする。
【0048】制御装置8では8aで電圧の上記共振周波数付近の高調波成分を検出し、8bで電流の上記共振周波数付近の高調波成分を検出し、8cで電圧高調波成分と電流高調波成分の位相差を検出する。位相差が零の場合には高調波フィルタの共振周波数が発生高調波の周波数に一致していると考えることができる。
【0049】もし、電流高調波の位相が電圧高調波の位相に対して遅れている場合には、高調波フィルタの合成インピーダンスが誘導性、即ち、コンデンサ2によるインピーダンスよりもリアクトル3′とインバータによる合成インピーダンスのほうが大きいことになるため、インバータによるインピーダンスを小さくしてやれば良く、そのためには演算回路8d′で係数1/Lを増加させれば良い。
【0050】逆に、電流高調波の位相が電圧高調波の位相に対して進んでいる場合には、高調波フィルタの合成インピーダンスが容量性、即ち、コンデンサ2によるインピーダンスがリアクトル3′とインバータによる合成インピーダンスよりも大きいことになるため、インバータによるインピーダンスを大きくしてやれば良く、そのためには演算回路8d′で係数1/Lを減少させれば良い。
【0051】このような作用を自動的に行なうために演算回路8d′は、フィードバック制御で一般的に使われる比例積分動作などが行なわれる。又、リアクトル電圧VL は積分回路8mで積分され、更に演算回路8fで前述の係数1/Lと乗算することで、出力電流基準Ir =1/L**VL dtが作成されるので、Ir にインバータの出力電流IL が追従するよう加算回路8k及び電流制御回路8nで出力電圧を算出し、更にインバータ駆動回路8gでインバータ5のスイッチ素子を駆動する。
【0052】本実施の形態によれば、電力系統の周波数変化に応じて発生高調波の周波数が変化したり、コンデンサ2やリアクトル3′の製造誤差,温度変化,経年変化などで共振周波数が設計値よりずれても、インバータ部で発生する等価インダクタンスLを自動的に増減させて高調波フィルタ全体での共振周波数を常に発生高調波の周波数に一致させてインピーダンスを極小に保つことができるので、最小限の容量で常に良好な高調波吸収効果を発揮することができる。
【0053】(第4の実施の形態)図5は本発明の第4の実施の形態を示す高調波フィルタの主回路の単線結線図である。図5が図1と異なる点は、整合トランス4,インバータ5に代えて、調整用リアクトル9a,9b,9cとこれらに並列にスイッチ10a ,10b ,10c を有する点である。この調整用リアクトルとスイッチは本実施の形態では夫々3組あるが、目標とする調整精度とコストの制約に応じて適当に設定すれば良い。
【0054】又、タップ付きリアクトルとタップ選択用スイッチの組み合わせでも同一の作用,効果を有するが、以下では図5の構成を例に説明する。更に、図6は制御装置8′のブロック構成図を示す。図6が図2と異なる点は、微分回路8eと乗算回路8fが不要な点と、インバータ駆動回路8gがスイッチ選択駆動回路8hに置き変わっている点である。
【0055】次に、本実施の形態の高調波フィルタの動作を説明する。図5において、コンデンサ2の容量C0 は高調波フィルタが理想的に動作したときに、電力系統1の高調波を充分吸収できる必要最小限の容量に定める。又、リアクトル3のインダクタンスL0 は、対象とする高調波成分の周波数に共振させる値より小さめに設定する。
【0056】その小ささの程度は、次に説明する調整用リアクトルの設定可能なインダクタンスの最大値のおよそ半分とする。調整用リアクトル9a,9b,9cは以下に説明する制御装置8′の動作によりスイッチ10a ,10b ,10c を適切に開閉することにより、この高調波フィルタの共振周波数1/(2π*C0 (L0 +L))が発生高調波の周波数に最も近くなるよう設定される。なお、*印はルート記号を意味し、C0 (L0 +L)の全部におよぶものとする。
【0057】制御装置8′では8aで電圧の上記共振周波数付近の高調波成分を検出し、8bで電流の上記共振周波数付近の高調波成分を検出し、8cで電圧高調波成分と電流高調波成分の位相差を検出する。位相差が零付近の場合には高調波フィルタの共振周波数が発生高調波の周波数に一致していると考えることができ、現在のスイッチ10a 〜10c の開閉状態を変更する必要はない。
【0058】もし、電流高調波の位相が電圧高調波の位相に対して遅れている場合には、高調波フィルタの合成インピーダンスが誘導性、即ち、コンデンサ2によるインピーダンスよりもリアクトル3と調整用リアクトル9a〜9cによる合成インピーダンスのほうが大きいことになるため、調整用リアクトルによるインピーダンスを小さくしてやれば良く、そのためには演算回路8dで係数Lを減少させれば良い。
【0059】逆に、電流高調波の位相が電圧高調波の位相に対して進んでいる場合には、高調波フィルタの合成インピーダンスが容量性、即ち、コンデンサ2によるインピーダンスがリアクトル3と調整用リアクトル9a〜9cによる合成インピーダンスよりも大きいことになるため、調整用リアクトルによるインピーダンスを大きくしてやれば良く、そのためには演算回路8dで係数Lを増加させれば良い。
【0060】このような作用を自動的に行なうために演算回路8dはフィードバック制御で一般的に使われる比例積分動作などが行なわれる。次にスイッチ選択回路8hでは、係数Lに調整用リアクトル9a〜9cの合成インダクタンスが最も近くなるように演算、又は、予め定めておいたスイッチの開閉状態とインダクタンス値の対応表に基づいてスイッチ10a 〜10c の開閉指令を出力する。
【0061】本実施の形態によれば、電力系統の周波数変化に応じて発生高調波の周波数が変化したり、コンデンサ2やリアクトル3の製造誤差,温度変化,経年変化などで共振周波数が設計値よりずれても、調整用リアクトル9a〜9cとスイッチ10a 〜10c でインダクタンスLを自動的に増減させて高調波フィルタ全体での共振周波数を常に発生高調波の周波数に最も近い値に設定しインピーダンスを極小付近に保つことができるので、最小限の容量で常に良好な高調波吸収効果を発揮することができる。
【0062】(第5の実施の形態)図7は本発明の第5の実施の形態を示す高調波フィルタの主回路の単線結線図である。図7が図5と異なる点は、調整用リアクトル9a′,9b′,9c′とスイッチ10a ′,10b ′,10c ′が夫々直列に接続され、更に、これらはリアクトル3′と並列に接続している点である。
【0063】この調整用リアクトルとスイッチは本実施の形態では夫々3組あるが、目標とする調整精度とコストの制約に応じて適当に設定すれば良い。又、制御装置8′は第4の実施の形態で説明した図6と同様である。
【0064】本実施の形態の動作は、主回路上はリアクトル3′と調整用リアクトル9a′〜9c′の合成インピーダンスが並列回路で決定される点が異なるだけで、その他は第4の実施の形態と同様である。
【0065】又、制御装置の動作もスイッチ10a ′,10b ′,10c ′の開閉指令を出力するために、係数Lに調整用リアクトルのインダクタンスが最も近くなるように演算、又は、予め定めておいたスイッチの開閉状態とインダクタンス値の対応表を定める部分が異なるのみである。本実施の形態によれば、第4の実施の形態と同様の効果を得ることができる。
【0066】(第6の実施の形態)図8は本発明の第6の実施の形態を示す高調波フィルタの主回路の単線結線図であり、主回路は図1と同様であるため、ここでは説明を省略する。又、図8において、図2と同一機能の要素は同一符号を付しており、以下、異なる点についてのみ説明する。
【0067】過負荷検出回路8iはフィルタ流入電流IF を監視し、過負荷であることを検出すると過負荷信号を出力する。スイッチ8oは常時は開で出力が零であるが、過負荷信号により閉となって、設定信号Rを出力する。乗算器8jはこれらスイッチの出力とフィルタ流入電流IF を乗算し、その出力は換算器8kで出力電圧基準Vrに加算されて、補正された出力電圧基準Vr ′が作成される。
【0068】本実施の形態の動作は、制御装置8において過負荷検出回路8iが動作しない範囲では乗算器8jの出力は零であるため、第1の実施の形態で説明した動作と同様であるため説明を省略する。万一、系統側の電圧歪が設計値以上に大きくなり、高調波フィルタに多量の高調波が流入した場合には、過負荷検出回路8iが高調波フィルタの流入電流を予め設定しておいたしきい値と比較するなどの方法で過負荷であることを検出し過負荷信号を出力する。
【0069】スイッチ8oは過負荷信号がなければ開で出力が零であるが、過負荷信号により閉状態となって、設定信号Rを出力する。乗算器8jはこれらスイッチの出力とフィルタ流入電流IF を乗算し、その出力は加算器8kで出力電圧基準Vr に加算されて、補正された出力電圧基準Vr ′が作成される。
【0070】この信号に追従するようにインバータ駆動回路8gでインバータ5のスイッチ素子を駆動することにより、インバータ5では整合トランス4を介してL(dIF/dt)+RIF なる出力電圧を発生するようになるため、高調波フィルタの共振周波数におけるインピーダンスがR分だけ大きくなり、流入電流を抑制し、過負荷を解消することができる。
【0071】なお、スイッチ8oの解除は図示していないが、系統側の高調波が充分低減されてから手動で解除する、過負荷検出回路8iにヒシテリシス特性を持たせて過負荷検出時のしきい値より解除時しきい値を小さくする、過負荷検出回路8iとスイッチ8oの間に適当なオフディレータイマーを設けるなどが考えられる。
【0072】本実施の形態によれば、第1の実施の形態と同様の効果を得ることができ、更に、高調波フィルタが系統側の電圧歪によって過負荷状態となった場合には、流入電流を抑制し、過負荷を解消し高調波フィルタが損傷することを防止するという効果を得ることができる。
【0073】(第7の実施の形態)図9は本発明の第7の実施の形態を示す高調波フィルタの主回路の単線結線図であり、主回路は図1と同様であるため、ここでは説明を省略する。又、図9において、図2と同一機能の要素は同一符号を付しており、以下、異なる点についてのみ説明する。
【0074】過負荷検出回路8i′はフィルタ流入電流IF を監視し、過負荷の程度に応じた出力信号Rを出力する。乗算器8jはこの過負荷検出回路8i′の出力Rとフィルタ流入電流IF を乗算し、その出力は加算器8kで出力電圧基準Vr に加算されて、補正された出力電圧基準Vr ′が作成される。
【0075】本実施の形態の動作は、過負荷検出回路8i′においてフィルタ流入電流IF が過負荷にならない範囲では出力Rは零であり、乗算器8jの出力も零であるため、第1の実施の形態で説明した動作と同様であるため説明を省略する。
【0076】万一、系統側の電圧歪が設計値以上に大きくなり、高調波フィルタに多量の高調波が流入した場合荷は、過負荷検出回路8i′が高調波フィルタの流入電流IFの過負荷の程度に応じて出力Rを調整する(例えば、過負荷の成分に比例してRを出力)。即ち、軽微な過負荷の場合には小さいRを出力し、重度の過負荷の場合には大きなRを出力するようにする。
【0077】乗算器8jはこれら過負荷検出回路8i′の出力とフィルタ流入電流IF を乗算し、その出力は加算器8kで出力電圧基準Vr に加算されて、補正された出力電圧基準Vr ′が作成される。
【0078】この信号に追従するようにインバータ駆動回路8gでインバータ5のスイッチ素子を駆動することにより、インバータ5では整合トランス4を介してL(dIF/dt)+RIF なる出力電圧を発生するようになるため、高調波フィルタの共振周波数におけるインピーダンスがR分だけ大きくなり、流入電流を抑制し、過負荷を解消することができる。
【0079】本実施の形態によれば、第1の実施の形態と同様の効果を得ることができ、更に、高調波フィルタが系統側の電圧歪によって過負荷状態となった場合には、流入電流を抑制し、過負荷を解消し高調波フィルタが損傷することを防止するという効果を得ることができる。
【0080】(第8の実施の形態)図10は本発明の第8の実施の形態を示す高調波フィルタの主回路の単線結線図であり、主回路は図1と同様であるため、ここでは説明を省略する。又、図10において、図2と同一機能の要素は同一符号を付しており、以下、異なる点についてのみ説明する。
【0081】過負荷検出回路8iはフィルタ流入電流IF を監視し、過負荷であることを検出すると過負荷信号を出力する。この過負荷信号及び係数Lの演算回路8dの出力は保持回路8lに入力され、更に保持回路8lの出力と設定値ΔLは加算器8kで加算された後、選択回路8pで選択され、補正された係数L′を出力する。乗算器8fはこれら選択回路8pの出力L′をフィルタ流入電流IF を微分回路8eで微分した結果とを乗算し、出力電圧基準Vr が作成される。
【0082】本実施の形態の動作は、高調波フィルタの流入電流IF が過負荷でない場合には、制御装置8において過負荷検出回路8iが過負荷の判定動作をせず、その場合、保持回路8lは演算回路8dの出力である係数Lを追従する動作を行なう。又、選択回路8pは係数Lの演算回路8dの出力を選択するようにしておく。
【0083】その結果、第1の実施の形態で説明した動作と同様の動作となり、他の部分の説明は省略する。万一、系統側の電圧歪が設計値以上に大きくなり、高調波フィルタに多量の高調波が流入した場合には、過負荷検出回路8iが高調波フィルタの流入電流を予め設定しておいたしきい値と比較するなどの方法で過負荷であることを検出し過負荷信号を出力する。
【0084】保持回路8lはは過負荷信号が入力された時点で、係数Lの演算回路8dの出力を追従する動作を止め、その時点の係数Lを保持する。この出力と設定値ΔLは加算器8kで加算さえた後、選択回路8pで選択され、補正された係数L′を出力する。乗算器8fは選択回路8pの出力L′とフィルタ流入電流IF を微分回路8eで微分した結果とを乗算し、出力電圧基準Vr が作成される。
【0085】この信号に追従するようにインバータ駆動回路8gでインバータ5のスイッチ素子を駆動することにより、インバータ5では整合トランス4を介してL′(dIF /dt)なる出力電圧を発生するようになるため、高調波フィルタの共振周波数が最適な周波数よりずれ、インピーダンスが大きくなって、流入電流を抑制し、過負荷を解消することができる。
【0086】なお、過負荷検出回路8iの解除は図示していないが、系統側の高調波が充分低減されてから手動で解除する、過負荷検出回路8iにヒシテリシス特性を持たせて過負荷検出時のしきい値より解除時のしきい値を小さくする、過負荷検出回路8iの出力に適当なオフディレータイマーを設けるなどが考えられる。
【0087】本実施の形態によれば、第1の実施の形態と同様の効果を得ることができ、更に、高調波フィルタが系統側の電圧歪によって過負荷状態となった場合には、流入電流を抑制し、過負荷を解消して高調波フィルタが損傷することを防止するという効果が得られる。
【0088】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば必要最小容量のコンデンサやリアクトルを用い、電力系統の周波数変化に応じて発生高調波の周波数が変化したり、コンデンサやリアクトルの製造誤差,温度変化,経年変化などで共振周波数が設計値よりずれても、インバータ部で発生する等価インダクタンスLを自動的に増減させて高調波フィルタ全体での共振周波数を常に発生高調波の周波数に一致させることができるため、常に良好な高調波吸収効果を発揮できる高調波フィルタを提供することができる。




 

 


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