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発明の名称 電力変換装置
発行国 日本国特許庁(JP)
公報種別 公開特許公報(A)
公開番号 特開平8−186986
公開日 平成8年(1996)7月16日
出願番号 特願平7−43
出願日 平成7年(1995)1月4日
代理人 【弁理士】
【氏名又は名称】吉田 研二 (外2名)
発明者 由良 元澄 / 古澤 準次
要約 目的
コンバータの入出力交流電流を検出する電流検出抵抗又は電流検出器をなくし、かつソフトウエア制御での実現に適したアルゴリズムを持ち、簡単な制御回路構成で実現できる安価な電力変換装置を提供する。

構成
複数のトランジスタと複数のダイオードとで構成され交流を直流に可逆変換するコンバータ1と、コンバータ1の直流出力部に直列接続された抵抗5と、コンデンサ1に入出力される交流電圧の検出、コンバータ1の直流出力電圧を平滑する平滑コンデンサ2の両端に発生する直流電圧の検出及び交流電圧検出値と各相電圧の大小関係の検出を行う比較回路13と、各相電圧の大小関係に応じてON/OFF制御されるトランジスタを選択するTr選択回路14と、交流電圧検出値と直流電圧値に応じて選択されたトランジスタのON/OFFデューティを決定するPWM回路4とを備え、検出した線間電圧のみによって回生制御を行う。
特許請求の範囲
【請求項1】 複数のトランジスタ及びこの複数のトランジスタに各々逆並列に接続された複数のダイオードによって構成され、交流を直流に可逆変換するコンバータと、前記コンバータの直流出力電圧を平滑するコンデンサと、前記コンバータの直流出力部に直列接続された抵抗と、前記コンバータに入出力される交流電圧を検出する交流電圧検出手段と、前記コンデンサの両端に発生する直流電圧を検出する直流電圧検出手段と、前記交流電圧検出手段により検出された交流電圧検出値と各相電圧の大小関係を検出する比較手段と、前記各相電圧の大小関係に応じてONされるトランジスタ及びON/OFFデューティがPWM制御されるトランジスタを選択する切り替え手段と、前記PWM制御されるトランジスタのON/OFFデューティを時間の経過に応じて連続的に変化させるPWM制御手段と、を備えたことを特徴とする電力変換装置。
【請求項2】 請求項1記載の電力変換装置において、前記交流電圧検出値のピーク値を保持する手段と、この保持値が前記直流電圧検出手段により検出された直流電圧検出値より小さい場合に回生制御開始フラグをONする手段と、前記回生制御開始フラグが前記交流電圧の1周期すべてにおいてONした場合に前記トランジスタのON/OFF制御を開始する手段と、を備えたことを特徴とする電力変換装置。
発明の詳細な説明
【0001】
【産業上の利用分野】本発明は、電力変換装置に関し、特にモータを駆動するインバータの直流電源を生成し、電力を回生するコンバータを備えた電力変換装置に関する。
【0002】
【従来の技術】工作機械の駆動源に使用されるモータを可変速運転するインバータの直流電源として、モータ減速時にモータの運転エネルギーを交流電源に回生するため、複数のトランジスタ及びこの複数のトランジスタに各々逆並列に接続された複数のダイオードによって構成され、このトランジスタを用いて可逆変換のできるコンバータを備えた電力変換装置が実用化されている。
【0003】図8に示した第一の従来例では、まず、電力を交流から直流に変換する場合(力行時)は、コンバータ1を構成するダイオードd1〜d6の働きによって無制御で交流電圧を変換し、平滑コンデンサ2に充電して直流電圧Vdcが出力される。この時の交流電源各相に流れる電流(iR,iS,iT)は図9の様な波形となる。また、交流モータ26の減速時には、インバータ回路27側から回生される電力によって直流電圧Vdcが上昇するが、この時ダイオードd1〜d6は逆阻止状態となって電力は3相交流電源28側には回生されない。
【0004】そこで、3相交流電圧の波高値を波高値検出回路9によって検出し、この波高値を直流電圧Vdcから減算器11によって引き算して差電圧を求め、この差電圧が所定値以上となった場合にトランジスタTr1〜Tr6によって電力が回生される。ここで、前記の所定値は基準電圧源12によって作られ、上記の差電圧と比較器10によって比較される。回生時の3相交流電源ラインに流れる電流は図9の様な波形であり、3相交流電圧の各相の電圧関係に対応するトランジスタTr1〜Tr6を選択して制御しなければならない。そこで、3相交流電圧をアイソレータ3によって絶縁した後、パルス分配回路8に入力し、導通すべきトランジスタTr1〜Tr6のON信号が生成されている。このトランジスタTr1〜Tr6のON信号を図10に示す。
【0005】ここで、トランジスタTr1〜Tr6に流れる電流について説明する。この従来例では、トランジスタTr1〜Tr6に流れる電流を制御していないため、トランジスタTr1〜Tr6に過電流が流れるのを防ぐため、コンバータ1の直流出力部に直列接続された抵抗5によって電流を制限している。また、力行時には抵抗5をバイパスして電流が流れるようダイオード6を設けている。回生時の電流波形は図9に示すように、チョークコイル7と抵抗5の回路定数によって決定され、di/dtの大きい歪みの多い電流となってしまっていた。
【0006】この問題を解決するため、第二の従来例は図11に示す電力変換装置を用いて歪の少ない正弦波電流を回生することが実現されている。この従来例の電力変換装置においては、3相交流電源28がチョークコイル7を介してコンバータ1に接続される。コンバータ1では、3相交流電圧を変換し、直流電圧Vdcが生成される。なお、直流電圧Vdcには通常コンバータ1の直流出力電圧を平滑する平滑コンデンサ2が接続される。前記直流電圧Vdcは、インバータ回路27によって交流に変換され、交流モータ26の可変速運転が行われる。コンバータ1に入出力される交流電流は電流検出抵抗20で発生する電圧からアイソレータ3を介して絶縁して検出され、この検出値に基づいて入出力される交流電流が正弦波になる様にフィードバック制御されている。なお、電流を検出する別の手段としては、CT等の電流検出器が使用される。
【0007】ここで、図中の点線内の制御回路の動作を説明する。図11中の基準電圧源25は、直流電圧Vdcの目標電圧を設定し、減算器24においてこの目標電圧と直流電圧Vdcの検出値とが引き算され、電圧偏差信号が得られる。この電圧偏差信号は、増幅器23によって増幅され、ベクトル回転器21に入力される。ベクトル回転器21は3相交流電源電圧と同位相の正弦波電流指令を発生する。つまり、ベクトル回転器21は、アイソレータ3を介して検出された3相交流電圧の線間電圧波形を変換器15にて相電圧波形に変換した後の値と、増幅器23の出力とを乗算し、正弦波の電流指令を出力する。
【0008】この電流指令は、減算器17において電流検出抵抗20で発生する電圧すなわち電流検出値をアイソレータ18を介して検出した値と引き算され、さらに増幅器19で増幅された後にPWM制御回路22に入力される。PWM制御回路22では入力された信号をキャリヤ信号によってパルス幅変調し、トランジスタTr1〜Tr6のON/OFF制御信号が作成される。このPWM制御回路22の動作はインバータの制御回路に一般的に用いられるものであり、詳細な説明は省略する。これらの回路の働きによって、コンバータ1に流れる電流はベクトル回転器21の出力した正弦波の電流指令の通りにフィードバック制御され、各相に流れる電流が図12の様な正弦波となる。また、コンバータ1に接続される3相交流電源28には通常各相にチョークコイル7が挿入され、このチョークコイル7にはコンバータ1へ入出力される交流電流のコンバータ1のスイッチングによる電流リップルを平滑化し、正弦波に近づける役割がある。
【0009】
【発明が解決しようとする課題】上述した第一の従来例の電力変換装置においては、電流の歪みが大きく、交流電源に有害な高調波電圧を多く発生するという問題がある。第二の従来例においては、コンバータ1に入出力される交流電流を検出してフィードバック制御する必要があるため、電流検出抵抗や電流検出器等の電流検出手段を必要とし、結果として高価な電力変換装置になる。また、入出力される交流電流を常に正弦波とするためにコンバータ1のトランジスタが高速でスイッチングする必要があり、結果としてスイッチング損失によるトランジスタの発熱が問題となっていた。
【0010】本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、コンバータの入出力交流電流を検出しないで、歪みの少ない電流を実現し、かつソフトウエア制御での実現に適したアルゴリズムを持ち、簡単な制御回路構成で実現できる安価な電力変換装置の提供を目的とする。
【0011】
【課題を解決するための手段】本発明は工作機械の駆動源などに使用されるモータを駆動するインバータの直流電源を生成するコンバータを備えた電力変換装置に関する。すなわち、本発明は、複数のトランジスタ及びこの複数のトランジスタに各々逆並列に接続された複数のダイオードによって構成され、交流を直流に可逆変換するコンバータと、前記コンバータの直流出力電圧を平滑するコンデンサと、前記コンバータの直流出力部に直列接続された抵抗と、前記コンバータに入出力される交流電圧を検出する交流電圧検出手段と、前記コンデンサの両端に発生する直流電圧を検出する直流電圧検出手段と、前記交流電圧検出手段により検出された交流電圧検出値と各相電圧の大小関係を検出する比較手段と、前記各相電圧の大小関係に応じてONされるトランジスタ及びON/OFFデューティがPWM制御されるトランジスタを選択する切り替え手段と、前記PWM制御されるトランジスタのON/OFFデューティを時間の経過に応じて連続的に変化させるPWM制御手段と、を備えたことを特徴とする。
【0012】また、更に、前記交流電圧検出値のピーク値を保持する手段と、この保持値が前記直流電圧検出手段により検出された直流電圧検出値より小さい場合に回生制御開始フラグをONする手段と、前記回生制御開始フラグが前記交流電圧の1周期すべてにおいてONした場合に前記トランジスタのON/OFF制御を開始する手段と、を備えたことを特徴とする。
【0013】
【作用】本発明においては、コンバータの直流出力部に接続されるコンデンサは直流電圧を平滑し、コンバータの直流出力部に直列接続された抵抗は回生電流を制限する。また、コンバータの直流電圧検出値と交流電圧検出値の各相電圧の大小関係に応じて電流の一番多く流れるトランジスタを常時ONしてスイッチング損失を抑えることができる。更にまた、常時ONするトランジスタ以外の相を前記大小関係からON/OFFデューティを時間の経過に応じて連続的に変化させてPWM制御することによって、トランジスタへ流れる電流量を連続的に増加または減少させることができるため、歪の少ない回生電流に制御できる。
【0014】更に、交流電圧検出値のピーク電圧保持値とコンバータの直流電圧検出値から、回生時のみトランジスタのON/OFF制御を開始することができるため、力行時はトランジスタと逆並列に接続されたダイオードを通って充電されることになり、トランジスタの損失を抑えることができる。
【0015】
【実施例】図1は本発明に係る電力変換装置の一実施例を図8,11に対応させて示した図であり同一構成箇所は同符号を付けその説明を省略する。
【0016】まず、電力を交流から直流に変換する場合(力行時)は、コンバータ1を構成するダイオードd1〜d6の働きによって無制御で交流電圧を変換し、平滑コンデンサ2に充電して直流電圧Vdcを作っている。この時の交流電源各相に流れる電流(iR,iS,iT)は図2の様な波形となる。また、交流モータ26の減速時には、インバータ回路27側から回生される電力によって直流電圧Vdcが上昇するが、この時ダイオードd1〜d6は逆阻止状態となって電力は3相交流電源28側には回生されない。
【0017】そこで、トランジスタTr1〜Tr6を制御して3相交流電源28へ回生を行なう。なお、回生したい電流を制限するため、コンバータ1の出力に直列に接続した抵抗5があり、力行時には抵抗5をバイパスするように、抵抗5に並列にダイオード6が接続される。
【0018】図1に示した点線内の制御回路は、比較回路13、Tr選択回路14及びPWM回路4から構成されている。比較回路13は、コンバータ1に入出力される交流電圧を検出する交流電圧検出手段、平滑コンデンサ2の両端に発生する直流電圧を検出する直流電圧検出手段、検出した交流電圧検出値と各相電圧の大小関係を検出する比較手段、交流電圧検出値のピーク値を保持する手段及びこの保持値が前記直流電圧検出手段により検出された直流電圧検出値より小さい場合に回生制御開始フラグをONする手段としての機能を有する。Tr選択回路14は、各相電圧の大小関係に応じてONされるトランジスタ及びON/OFFデューティがPWM制御されるトランジスタを選択する切り替え手段として機能する。PWM回路4は、PWM制御されるトランジスタTr1〜Tr6のON/OFFデューティを時間の経過に応じて連続的に変化させるPWM制御手段及び回生制御開始フラグが交流電圧の1周期すべてにおいてONした場合に前記トランジスタのON/OFF制御を開始する手段としての機能を有する。
【0019】以下、この制御回路の動作について説明する。この制御回路はマイクロプロセッサ等を利用して実現され、その動作はソフトウエアによって実現される。
【0020】まず、3相電源電圧の線間電圧(ers,est,etr)をアイソレータ3を介して検出する。次に比較回路13内では図3〜5のフローチャートの処理によって現在の電源電圧がどの区間であり、回生制御を開始すべきか判断する。なお、図3〜5の処理は一定の周期毎に繰り返し行なわれ、図中の変数は、ers:R−S相線間電圧検出値,est:S−T相線間電圧検出値etr:T−R相線間電圧検出値,Q:区間モードデータ| ers| ,| est| ,| etr| :ers,est,etrの絶対値E1:区間1のピーク電圧保持データ,E2:区間2のピーク電圧保持データE3:区間3のピーク電圧保持データ,E4:区間4のピーク電圧保持データE5:区間5のピーク電圧保持データ,E6:区間6のピーク電圧保持データVdc:コンデンサの両端に発生する直流電圧FSTART:回生制御開始フラグである。
【0021】つまり、比較回路13において行われるこの処理において、図3ではそれぞれ相電圧の大小関係を判別(ステップS1〜S5)し、図6に示す様に電源電圧の1周期を6つの区間に分けたときに、現在1〜6の区間中どの区間であるを判断し、区間データをTr選択回路14へ送る。さらに図4,5では回生の開始と停止つまりPWM回路4の出力開始と停止の判断をする。図4,5の処理では、図3によって判別された現在の区間毎によって処理が分れる。まず、前回と区間が同じであるか判断する(ステップS6〜S11)。前回と区間が変化した場合、各区間のピーク電圧保持データと直流電圧Vdcとを比較し、直流電圧Vdcの方が大きくなった場合に後述するトランジスタのON/OFF制御を開始つまり回生制御開始フラグ:FSTARTをオンし(ステップS12〜S18)、現在の区間のピーク電圧保持データをクリアし、モードデータQに現在の区間をセットする(ステップS19〜S30)。また、前回と区間が同じであった場合、今回検出した線間電圧値がピーク電圧保持データより大きい時、ピーク電圧保持データを書き換え、この書き換えたピーク電圧保持データより直流電圧Vdcが小さくなった場合に回生制御を停止つまり回生制御開始フラグ:FSTARTをオフする(ステップS31〜S66)。
【0022】次に、前記処理によって判別された区間データから、Tr選択回路14においてON/OFF制御するトランジスタTr1〜Tr6を選択し、PWM回路4において図6のようなトランジスタのON/OFF制御信号を出力する。なお、図中の斜線部はPWM制御し、白ヌキ部分は常時ONを示す。
【0023】例えば、図7を用いて区間2,3,4を拡大して説明する。
【0024】区間2では、相電圧が3相中で最も大きく電流の最も多く流れるトランジスタTr1は、常時ONさせる。トランジスタTr4は、区間2のスタート時点では常時ON状態であるが、時間の経過とともにON/OFFデューティを徐々に減らすように推移させる。また、逆にトランジスタTr6は、区間2のスタート時点では常時OFF状態であるが時間の経過とともにON/OFFデューティを徐々に増やしていく。
【0025】この様に、PWM回路4は、ON/OFFデューティを時間の経過に応じて徐々に変化させることによって大きなdi/dtを発生することなく、なめらかに電流が変化するため、結果として図2のような歪みの少ない回生電流を実現できる。
【0026】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、線間電圧の検出値のみによって制御するので、簡単な制御回路となり、また、電流検出抵抗や電流検出器等の電流検出手段の必要がなく、従来問題となっていた回生時の歪んだ電流波形を小さくすることが可能となり、安価で歪みの少ない電流を回生できる電力変換装置が実現できる。また、力行時はダイオードによって電流が充電され、回生時には電流が一番多く流れるトランジスタをON状態に固定するので、素子の損失を最小限に抑えることができる。




 

 


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