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発明の名称 インバータ装置
発行国 日本国特許庁(JP)
公報種別 公開特許公報(A)
公開番号 特開平8−191571
公開日 平成8年(1996)7月23日
出願番号 特願平7−1627
出願日 平成7年(1995)1月10日
代理人 【弁理士】
【氏名又は名称】江原 省吾 (外2名)
発明者 長谷部 孝弥
要約 目的
インテリジェントパワーモジュール〔IPM〕を使用したスイッチング回路を備えたチョッパ回路でインバータ回路に直流電源を印加するインバータ装置における直流電源電圧の変動によるチョッパ回路の動作を安定させ、インバータ動作を継続させるインバータ装置の提供。

構成
直流電源1の電圧を安定化させるチョッパ回路Cのスイッチング回路60に、スイッチング素子63とその制御回路64を1パッケージ化したIPM61と、その電源回路62を使用し、チョッパ回路Cの出力直流電圧V2 でインバータ回路Bを動作させて負荷Aに交流電圧V3 を印加するインバータ装置において、インバータ回路Bの出力交流電圧V3 をトランス80と整流回路81を通して整流化した直流電圧V4 をIPM61の制御回路64に電源エネルギーとして供給する。
特許請求の範囲
【請求項1】 直流電源電圧をスイッチング回路のスイッチング動作で所定値の直流電圧に安定化させて交流変換用インバータ回路に出力するチョッパ回路を備えたインバータ装置で、前記チョッパ回路のスイッチング回路が、スイッチング素子及びそのスイッチング素子を制御し保護する制御回路を内蔵したインテリジェントパワーモジュールと、このインテリジェントパワーモジュールの制御回路の前段に電流制限及び分圧用抵抗と電源電圧確立用ツェナーダイオードを設けて、前記直流電源電圧を前記抵抗及びツェナーダイオードを介して制御回路に印加する電源回路を有するものにおいて、前記インバータ回路の交流出力電圧をトランスと整流回路を介して得た直流電圧を前記チョッパ回路のスイッチング回路に制御用電源電圧として印加する補助電源回路を付設したことを特徴とするインバータ装置。
発明の詳細な説明
【0001】
【産業上の利用分野】本発明は、スイッチング素子とその制御回路を内蔵したインテリジェントパワーモジュールをスイッチング回路要素に使用してチョッパ回路とインバータ回路を構成したインバータ装置で、詳しくは、チョッパ回路におけるインテリジェントパワーモジュールに制御用電源電圧を供給する電源回路に関する。
【0002】
【従来の技術】インテリジェントパワーモジュールの使用例として、図4に示す単相フルブリッジインバータ回路を説明する。この単相フルブリッジインバータ回路は、インバータ用直流電源1に対して、4個のインテリジェントパワーモジュール〔以下、単にIPMと称す〕2〜5をフルブリッジ構成で接続している。各IPM2〜5は、ダイオードを並列接続したスイッチング素子〔IGBT〕6〜9と、そのスイッチング素子6〜9を制御する制御回路10〜13とで主要部を構成する。また、各IPM2〜5は、過電流保護、短絡電流保護、過熱保護及び制御電源電圧低下保護などの諸機能を内蔵してパッケージ化された市販品が使用される。
【0003】尚、図4において、14〜17は各IPM2〜5の制御回路10〜13の前段に接続された駆動ゲート回路、18〜21は各駆動ゲート回路14〜17の前段に並列接続された電解コンデンサ、22〜25は各電解コンデンサ18〜21の前段に設けられた整流回路、26〜29は各整流回路22〜25の前段に接続された制御回路用電源トランス、30はIPM制御用の交流電源、31と32は負荷Aに交流出力を印加する出力端子である。
【0004】図4の単相フルブリッジインバータ回路では、各IPM2〜5のスイッチング素子6〜9をオン・オフ制御する制御回路10〜13への電力供給が交流電源30により行なわれ、その交流電源30で降圧された電源電圧を整流回路22〜25により整流した上で駆動ゲート回路14〜17を介してIPM2〜5の制御回路10〜13に印加するようにしている。各制御回路10〜13が外部からのオン・オフ指令信号で対応するスイッチング素子6〜9をオン・オフ制御することで、直流電源電圧が交流変換されて負荷Aに印加される。尚、各IPM2〜5の相互間での絶縁性を確保するため、前述のように電源トランス26〜29を介して交流電源30からの電源電圧を各IPM2〜5の制御回路10〜13に供給するようにしている。
【0005】ところで、図4のようなIPM2〜5の電源回路では、単相フルブリッジインバータ回路とは別にIPM制御回路電源として特別な交流電源30を必要とする。また、このような電源回路の信頼性を向上させようとすると、交流電源30に図示しない高価なUPS〔無停電電源〕等を設置し、瞬低、停電対策を行う必要性が生じるために、単相フルブリッジインバータ回路の製品コストが高くなる。
【0006】そこで、本発明者は、IPM制御回路電源として特別な交流電源を必要とせず、また、インバータ側の直流電圧が確立している限り、電源回路側に瞬低、停電対策の必要性が無い低コストなインバータ装置の開発を試み、本発明の前に例えば図5に示すインバータ装置を開発した。図5のインバータ装置は、本出願人の特願平6−264729号に基づくもので、以下、説明する。尚、図5は図4の単相フルブリッジインバータ回路に適用した場合を示し、図4と同一部分には同一参照符号を付して重複説明は省略する。
【0007】図5のインバータ装置は、単相フルブリッジインバータ回路〔以下、単にインバータ回路を称す〕Bと直流電源1の間にチョッパ回路Cを設けている。チョッパ回路Cは、直流電源1の直流電源電圧V1 を安定した一定値の制御用電源電圧V2 に降圧してインバータ回路Bに供給するもので、後述するスイッチング回路60とダイオード70、リアクトル71、コンデンサ72を備える。
【0008】インバータ回路Bの図4と相違するところは、各IPM2〜5の制御回路10〜13の前段に電源回路51〜54を設置した点にある。各電源回路51〜54は、各IPM2〜5の駆動ゲート回路14〜17の前段に設けた電流制限及び分圧用抵抗33〜36〔以下、単に抵抗と称す〕と電源電圧確立用ツェナーダイオード37〜40〔以下、単にツェナーダイオードと称す〕と、各抵抗33〜36とツェナーダイオード37〜40の接続点と電解コンデンサ18〜21との間に接続したコンデンサ放電防止用ダイオード41〜44〔以下、単にダイオードと称す〕で構成される。従って、直流電源1とチョッパ回路Cによる制御用電源電圧Vが抵抗33〜36及びツェナーダイオード37〜40を介して制御回路10〜13に印加される。
【0009】前記IPM2〜5の電源回路51〜54は、次の要領に基づいて動作する。まず初期充電時、図6に示すように、インバータ回路Bの起動前にチョッパ回路Cからの直流電圧V2 の印加でもって抵抗33〜36を通してダイオード41〜44及びツェナーダイオード37〜40にそれぞれ電流ID 、IZDが流れる。ツェナーダイオード37〜40に流れる電流IZDにより、ツェナーダイオード37〜40に印加される電圧VZDが一定のツェナー電圧〔≒制御用電源電圧〕に保持され、一方、ダイオード41〜44に流れる電流ID により、電解コンデンサ18〜21の充電及び制御電流の供給が行なわれる。
【0010】次にインバータ回路Bの動作時、例えば図7(a)に示すように上側に位置するIPM2(4)のスイッチング素子6(8)がオフ、下側に位置するIPM3(5)のスイッチング素子7(9)がオンした時には、電流が図中破線矢印の方向に流れ、電解コンデンサ18(20)が充電されると共に、上側に位置するIPM2(4)の制御回路10(12)に直流電源電圧V2 による電力供給が行われる。
【0011】逆に、上側に位置するIPM2(4)のスイッチング素子6(8)がオン、下側に位置するIPM3(5)のスイッチング素子7(9)がオフした時には、図7(a)のP1 点とP2 点とがほぼ同電位で、上側に位置するスイッチング素子2(4)のオン電圧分の差しかなくて直流電源電圧V2 による電力供給はほとんど行われず、このときは下側に位置するIPM3(5)の制御回路10(13)に直流電源電圧V2 による電力供給が行われる。
【0012】以上の電力供給動作を可能にする抵抗33〜36の値Rは、R=〔V2 −VZD〕/〔ID /(オフ DUTY(%)/100)〕
により選定される。従って、、各制御回路10〜13への電力供給は、対応するスイッチング素子6〜9のオン・オフ1サイクルにおいて、そのオフ期間に行われる。
【0013】図5のチョッパ回路Cは、直流電源1の電圧変動に対応させて設置される。例えば直流電源1が商用交流電源をコンバータで直流変換したものの場合、商用交流電圧変動で直流電源1の電源電圧V1 が変動してインバータ回路Bの出力に安定した出力を得ることができないことがある。また、直流電源1が電力消費で電圧降下するバッテリーのような場合に、これの電圧降下でインバータ回路Bの出力に所定の能力を得ることができないことがある。これらを防止するためにインバータ回路Bの前段に設置されるチョッパ回路Cは、スイッチング回路60のオン・オフ制御で直流電源電圧V1 を安定した一定の直流電圧V2 に降圧する。
【0014】チョッパ回路Cのスイッチング回路60は、インバータ回路BのIPM2〜5とその電源回路51〜54と同一のIPM61と電源回路62で構成される。IPM61は、ダイオードを並列接続したスイッチング素子63とその制御回路64で主要部を構成し、過電流保護や短絡電流保護、過熱保護及び制御電源電圧低下保護等の諸機能を内蔵してパッケージ化された市販品である。尚、IPM61の制御電源電圧低下保護機能とは、印加制御電源電圧が基準値以下に低下するとエラー信号を出力してスイッチング回路全体のスイッチ機能を停止させる機能である。
【0015】また、IPM63の制御回路64の前段に駆動ゲート回路65が接続され、駆動ゲート回路65の前段に電解コンデンサ66が並列接続される。更に、駆動ゲート回路65の前段に電源回路62の電流制限及び分圧用抵抗67と電源電圧確立用ツェナーダイオード68とコンデンサ放電防止用ダイオード69が接続される。而して、直流電源1の電源電圧Vが抵抗67及びツェナーダイオード68を介して制御回路64に印加されて、電力供給が行われる。この電力供給もIPM61におけるスイッチング素子63のオフ期間で行われる。
【0016】チョッパ回路Cの基本動作を図8の等価回路図と図9の波形図に基づき説明する。図8(a)は、IPM61のスイッチング素子63がオンしたときの等価回路が示され、図8(b)は、IPM61のスイッチング素子63がオフしたときの等価回路が示される。図9(a)に示すように、スイッチング素子63がオンしたときのオン期間をTON、オフしたときのオフ期間をTOFF 、オン・オフのスイッチング周期をTとすると、チョッパ回路Cの出力電源電圧V2 は入力電源電圧V1 の周期Tでの平均値〔図9(b)参照〕となり、V2 =(TON/T)V1となる。従って、オン期間TONを0〜Tまで変化させることにより、電源電圧V2 は0からV1 の間で連続的に調整される。チョッパ回路Cにおいては、入力電源電圧V1 が変動しても、出力電源電圧V2 が一定となるように〔TON/T〕の値、つまり、スイッチング素子63のオン期間TONの値が逐一制御される。尚、図9(c)は、スイッチング素子63のオン・オフ時にチョッパ回路Cに流れる電流Ir 、ID が示され、スイッチング素子63がオンのときはリアクトル52で制限されて電流Ir が上昇し、オフのときはダイオード70により電流ID が流れる。
【0017】
【発明が解決しようとする課題】図5のインバータ装置のように、チョッパ回路Cとインバータ回路Bの各IPMへの電力供給を直流電源1を利用して行うことで、回路相互間での絶縁性を考慮した個別の交流電源が使用しなくて済み、而も、直流電源1の電圧が確立している限り、瞬低、停電の心配が不要となり、個別の交流電源を使用した時の瞬低、停電対策も不要となって、製品コストの低減化が可能となる。しかし、図5のチョッパ回路Cは、直流電源1の電源電圧降下変動率が高くなって、この電源電圧V1 がインバータ回路Bの制御電源電圧V2 程度まで降下してくると、スイッチング回路60のIPM63がエラー信号を出してインバータ装置全体の動作が停止する不具合があった。
【0018】即ち、直流電源1の電源電圧V1 が電力消費等の原因で変動して降下すると、その電圧降下分に応じてスイッチング回路60のスイッチング素子63のオン期間TONを長くする必要がある。例えば直流電源1の定格電圧Vが200v、インバータ回路Bの定格電圧Vが100vとして、直流電源電圧Vが150vまで降下したとき、インバータ回路Bに100vの定格電圧を供給するためには、V2=(TON/T)V1 の計算式でスイッチング素子63のオン期間TONを定格時より25%長くする必要が出てくる。
【0019】直流電源1の電圧降下でスイッチング素子63のオン期間TONが長くなると、その分、スイッチング素子63のオフ期間TOFF が短くなり、このオフ期間TOFF で行われるIPM61の制御回路64への電力供給時間が短くなる。その結果、スイッチング素子63のオフ期間TOFF が制御回路64に内蔵されている電源電圧低下保護機能がエラー信号を出力する程度まで短くなると、IPM61のスイッチング動作が停止し、インバータ装置全体が停止する不具合が生じる。また、この不具合発生のため、直流電源1の許容電圧変動幅が大きく設定できない不便さ、不経済さがあって、改善の余地が残されていた。
【0020】尚、チョッパ回路CにおけるIPM61の制御回路64への電力供給を、図4と同様に別個の交流電源と整流回路を使用して行うことも考えられるが、このようにすると図4の場合と同様に製品コストが高くなり、インバータ装置へのチョッパ回路Cの使用価値が低下する不具合が生じる。
【0021】それ故に、本発明の目的とするところは、直流電源電圧が降下してもチョッパ回路のIPMへの電力供給が安定して継続されて、インバータ動作が継続されるインバータ装置を提供することにある。
【0022】
【課題を解決するための手段】本発明は、直流電源電圧をスイッチング回路のスイッチング動作で所定値の直流電圧に安定化させて交流変換用インバータ回路に出力するチョッパ回路を備えたインバータ装置で、チョッパ回路のスイッチング回路が、スイッチング素子及びそのスイッチング素子を制御し保護する制御回路を内蔵したIPMと、このIPMの制御回路の前段に電流制限及び分圧用抵抗と電源電圧確立用ツェナーダイオードを設けて、前記直流電源電圧を前記抵抗及びツェナーダイオードを介して制御回路に印加する電源回路を有するものにおいて、インバータ回路の交流出力電圧をトランスと整流回路を介して得た直流電圧をチョッパ回路のスイッチング回路に制御用電源電圧として印加する補助電源回路を付設したことにより、上記目的を達成するものである。
【0023】
【作用】直流電源電圧の降下前の初期時においてチョッパ回路とインバータ回路が動作した後、直流電源電圧の降下でチョッパ回路のIPMのスイッチング素子のオン期間が長くなり、オフ期間が短くなってIPM付随の電源回路からのIPM制御電源電力供給量が不足又は無くなっても、インバータ回路の出力側からの電力が補助電源回路を介してIPMの制御回路に供給されて、IPMのスイッチング動作が継続して行われ、インバータ装置の継続運転が可能となる。
【0024】
【実施例】本発明の一実施例を図1乃至図3を参照して説明する。尚、図1乃至図3の図5と同一、又は、相当部分には同一符号が付してある。
【0025】図1のインバータ装置は、インバータ回路Bの出力端子31、32とチョッパ回路Cのスイッチング回路60の間に補助電源回路Dを追加設置したことを特徴としている。補助電源回路Dは、例えば小型のトランス80と整流回路81を備える。即ち、インバータ回路Bの出力端子31、32の交流電圧V3 をトランス80で降圧し、整流回路81で直流電圧V4 に変換して、この直流電圧V4 をスイッチング回路60のゲート回路65に制御回路64の電源エネルギーとして印加する。
【0026】図1のインバータ装置の初期時の等価回路を図2に、インバータ動作時の補助電源回路Dとスイッチング回路60の等価回路を図3に示し、同図に示される電圧・電流記号を参照して回路構成内容の具体例を説明する。
【0027】直流電源1の定格値の電源電圧V1 が投入された初期時〔図2〕において、V1 =VS +VZD+V2となるように、IPM61の電源回路62の抵抗67を選定する。この選定で、初期時にIPM61の制御回路64は、スイッチング素子63のオフ期間TOFF に直流電源1の直流電圧V1 により電力供給を受けて、スイッチング素子63がオン・オフ動作を行い、インバータ回路Bが定格の直流電圧V2 の印加で動作を開始する。
【0028】図3の動作時において、インバータ回路Bの出力端子31、32から負荷Aに交流電圧V3 が印加されると共に、補助電源回路Dのトランス80と整流回路81を通してIPM61のゲート回路65に電源エネルギーが補助的に供給される。ここでスイッチング素子63のオフ期間TOFF のときの抵抗67に流れる電流をIR 、インバータ回路Bの動作時に補助電源回路Dからゲート回路65に供給される電流をITR とすると、IR >IZD+IDTR >IZD+IDとなるように抵抗67、トランス80、整流回路81を選定する。このとき、トランス80の巻数比はインバータ出力とゲート電圧の比によって選定される。
【0029】以上のようにすると、直流電源電圧V1 の降下変動率が大きくなると、IPM64の電力供給エネルギーがインバータ回路Bからの出力電源エネルギーに切り換わってって制御回路64への電力供給が継続して行われ、チョッパ回路Cとインバータ回路Bの動作が継続して行われる。また、例えば直流電源1の定格電圧が200v、インバータ回路Bの定格電圧が100vとした場合、初期時には直流電源1の直流電圧V1 が定格電圧程度必要であるが、インバータ動作開始後は100v程度まで降下しても動作が継続される。その結果、直流電源1の許容電圧変動幅が大きく設定できて、直流電源1に商用交流電源やバッテリー電源等の幅広い種類が選択できる。
【0030】尚、本発明は、単相フルブリッジインバータ構造以外のインバータ回路を備えたインバータ装置においても上記実施例同様に適用可能である。
【0031】
【発明の効果】本発明によれば、インバータ回路の動作後に直流電源電圧が降下してチョッパ回路のIPMのスイッチング素子のオフ期間が短くなって、IPM付随の電源回路からのIPMへの制御電源電力供給量が不足しても、インバータ回路の出力側からの電力が補助電源回路を介してIPMの制御回路に供給されるので、IPMのスイッチング動作が継続して行われ、インバータ装置の継続運転が可能となって、信頼性の高いインバータ装置が提供できる。また、直流電源の電圧降下によるスイッチング回路の動作停止が回避されるので、直流電源に電圧降下の可能性のある商用交流電源やバッテリー電源等の広い範囲での電源の有効利用が可能となり、汎用性と経済的メリットの高いインバータ装置が提供できる。




 

 


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