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発明の名称 周波数誤差検出装置
発行国 日本国特許庁(JP)
公報種別 公開特許公報(A)
公開番号 特開平7−221811
公開日 平成7年(1995)8月18日
出願番号 特願平6−27574
出願日 平成6年(1994)2月1日
代理人 【弁理士】
【氏名又は名称】役 昌明 (外1名)
発明者 平松 勝彦
要約 目的
複数のサブキャリアを使用するディジタル通信の受信側において、同期検波に使用された発振周波数と搬送波周波数との周波数誤差を小規模の回路で検出することができる周波数誤差検出装置を提供する。

構成
入力信号に対するクロスプロダクト演算手段15、25、16、26、31を備える周波数誤差検出装置において、複数のサブキャリアの合成された信号を波形整形し、波形整形後の信号をクロスプロダクト演算手段に供給する合成型波形整形フィルタ14、24と、クロスプロダクト演算手段から出力された信号の高調波成分を除去する低域通過フィルタ32とを設ける。サブキャリアは個々に分離されず、合成したままのサブキャリアに対してルートナイキスト波形整形が行なわれ、そのままクロスプロダクト演算が実行される。演算によって高調波成分が生じるが、それを低域通過フィルタ32で除くことにより、周波数誤差成分を得ることができる。
特許請求の範囲
【請求項1】 入力信号に対するクロスプロダクト演算手段を備える周波数誤差検出装置において、複数のサブキャリアの合成された信号を波形整形し、波形整形後の信号を前記クロスプロダクト演算手段に供給する合成型波形整形フィルタと、前記クロスプロダクト演算手段から出力された信号の高調波成分を除去する低域通過フィルタとを設けたことを特徴とする周波数誤差検出装置。
【請求項2】 前記合成型波形整形フィルタをディジタル・フィルタで構成し、前記合成型波形整形フィルタの前にA/D変換器と、前記A/D変換器の前に低域通過フィルタとを設けたことを特徴とする請求項1に記載の周波数誤差検出装置。
【請求項3】 入力信号に対するクロスプロダクト演算手段と、入力信号に乗算する信号を出力する数値制御発振器と、前記演算手段の演算結果に基づいて前記数値制御発振器の発振周波数を制御する制御手段とを備える周波数制御装置において、複数のサブキャリアの合成された信号を波形整形し、波形整形後の信号を前記クロスプロダクト演算手段に供給する合成型波形整形フィルタと、前記クロスプロダクト演算手段から出力された信号の高調波成分を除去する低域通過フィルタとを設けたことを特徴とする周波数制御装置。
【請求項4】 前記合成型波形整形フィルタをディジタル・フィルタで構成し、前記合成型波形整形フィルタの前にA/D変換器と、前記A/D変換器の前に低域通過フィルタとを設けたことを特徴とする請求項3に記載の周波数制御装置。
発明の詳細な説明
【0001】
【産業上の利用分野】本発明は、ディジタル通信の受信機等において、同期検波に使用する発振器の発振周波数と搬送波周波数との間の誤差を検出する周波数誤差検出装置、およびそれを周波数制御に用いた周波数制御装置に関し、特に、小規模の回路でそれを実現したものである。
【0002】
【従来の技術】ディジタル通信の受信装置では、発振器の発振する信号を使って受信信号を同期検波する場合、この発振器の出力する信号の発振周波数と搬送波周波数との間に誤差があると、復号の誤りが発生する。情報を搬送波の同相成分と直交成分とに乗せて伝送するディジタル通信では、この発振周波数と搬送波周波数との間の周波数差は、文献("Improving Frequency Acquisition of Costas Loop" IEEETrans. Commum. vol.COM-25,pp.1453-1459,Dec.1977)が示すように、同相成分と直交成分とのクロスプロダクト演算によって検出することができる。
【0003】図6の装置は、この文献に記載された周波数制御装置であり、クロスプロダクト演算で検出された周波数差を用いて、入力信号の周波数を制御している。この装置は、受信信号の同相成分1または直交成分2と数値制御発振器34の発振する信号とを乗算する乗算器11、21と、不要成分を除去する低域通過フィルタ12、22と、低域通過フィルタ12、22から出力された信号をディジタル信号に変換するA/D変換器13、23と、A/D変換器の出力した信号を遅延させる遅延器15、25と、遅延させた同相成分の信号と遅延していない直交成分の信号とを乗算する乗算器16と、遅延させた直交成分の信号と遅延していない同相成分の信号とを乗算する乗算器25と、一方の乗算器16の出力から他方の乗算器26の出力を減算する加算器31と、高調波成分を除去する低域通過フィルタ32と、周波数誤差検出結果の精度を上げるループフィルタ33とを備えている。
【0004】この装置では、遅延器15、25、乗算器16、26および加算器31によって同相成分および直交成分のクロスプロダクト演算が行なわれ、その演算で得られた周波数誤差が数値制御発振器34に送られ、数値制御発振器34は、その周波数誤差に応じて発振周波数を変え、入力信号の周波数を制御する。
【0005】
【発明が解決しようとする課題】ディジタル通信では、通信の効率化を図るために、搬送波周波数を中心周波数から少しずつ変位させた複数のサブキャリアを使用して多値を送信することが行なわれているが、この通信方式において、同期検波に使用された発振周波数と搬送波周波数との周波数誤差をクロスプロダクト演算で検出する場合、従来は次のようなオフライン処理が行なわれている。
【0006】まず、各サブキャリアのそれぞれに周波数変換を施して、各サブキャリアの中心を中心周波数に合わせる。次いで、中心周波数の前後に通過帯域を持つルートナイキスト・フィルタによって各サブキャリアを取出し、各サブキャリア毎にクロスプロダクト演算を行なって各サブキャリアの周波数誤差を計算し、さらにそれらを併せて全体の周波数誤差を求める。
【0007】こうした複雑な手順を必要とするため、周波数差を検出する検出装置は、それをハードで実現する場合には、回路規模が増大し、また、ソフトで実現する場合には処理量が増加するという問題点を有している。
【0008】本発明は、こうした従来の問題点を解決するものであり、複数のサブキャリアを使用するディジタル通信の受信側において、同期検波に使用された発振周波数と搬送波周波数との周波数誤差を小規模の回路で検出することができる周波数誤差検出装置、およびそれを組込んだ周波数制御装置を提供することを目的としている。
【0009】
【課題を解決するための手段】そこで、本発明では、入力信号に対するクロスプロダクト演算手段を備える周波数誤差検出装置において、複数のサブキャリアの合成された信号を波形整形し、波形整形後の信号をクロスプロダクト演算手段に供給する合成型波形整形フィルタと、クロスプロダクト演算手段から出力された信号の高調波成分を除去する低域通過フィルタとを設けている。
【0010】また、合成型波形整形フィルタをディジタル・フィルタで構成し、この合成型波形整形フィルタの前にA/D変換器を、このA/D変換器の前に低域通過フィルタを設けている。
【0011】また、入力信号に対するクロスプロダクト演算手段と、入力信号に乗算する信号を出力する数値制御発振器と、クロスプロダクト演算手段の演算結果に基づいて数値制御発振器の発振周波数を制御する制御手段とを備える周波数制御装置において、複数のサブキャリアの合成された信号を波形整形し、波形整形後の信号をクロスプロダクト演算手段に供給する合成型波形整形フィルタと、クロスプロダクト演算手段から出力された信号の高調波成分を除去する低域通過フィルタとを設けている。
【0012】さらに、この周波数制御装置の合成型波形整形フィルタをディジタル・フィルタで構成し、合成型波形整形フィルタの前にA/D変換器を、その前に低域通過フィルタを設けている。
【0013】
【作用】そのため、サブキャリアは個々に分離されず、合成したままのサブキャリアに対してルートナイキスト波形整形が行なわれ、そのままクロスプロダクト演算が実行される。演算によって高調波成分が生じるが、それを低域通過フィルタで除くことにより、周波数誤差成分を検出することができる。
【0014】従って、ルートナイキスト・フィルタの数とクロスプロダクト処理の回数は、サブキャリアを用いない送信の場合と同じであり、小規模のハード構成で、また、ソフトウエアで実現する場合には、少ない処理量で周波数誤差を検出することができる。
【0015】合成型波形整形フィルタをディジタル・フィルタによって構成するときは、その前に低域通過フィルタを設ける。これは不要成分がA/D変換されないようにするための措置である。
【0016】また、これらの周波数誤差検出機構を周波数制御装置に組込むことによって、周波数制御装置の規模の増加を抑えることができる。
【0017】
【実施例】
(第1実施例)第1実施例の周波数誤差検出装置は、図1に示すように、サブキャリア合成されたベースバンド信号の同相成分10または直交成分20に対してルートナイキスト波形整形を行なう合成型ルートナイキスト・フィルタ14、24と、信号をディジタル変換するA/D変換器13、23と、入力データの同相成分および直交成分のクロスプロダクト演算を行なう遅延器15、25、乗算器16、26および加算器31と、加算器31から出力された周波数誤差成分の高調波を取除く低域通過フィルタ32とを備えている。
【0018】合成型ルートナイキストフィルタ14、24は、各サブキャリアのルートナイキスト・フィルタ特性を合成した特性を有しており、サブキャリアが2つの場合は、図2に示す特性を備えている。
【0019】いま、搬送波が、(中心周波数−△ω)の周波数を有するサブキャリア1と、(中心周波数+△ω)の周波数を有するサブキャリア2とから構成されるものとすると、この装置では、サブキャリア1とサブキャリア2との合成されたベースバンド信号の同相成分10および直交成分20を、図2のルートナイキスト・フィルタ特性を持つ合成型波形整形フィルタ14、24で波形整形し、A/D変換器13、23でA/D変換した後、零IFのまま(各サブキャリアの周波数が中心周波数から−△ω、△ω変位した状態のまま)、サブキャリアを分解すること無く、クロスプロダクト演算を行なう。次いで、加算器31から出力された信号を低域通過フィルタ32を通過させて、出力に含まれる高調波成分を除去し、周波数誤差成分を抽出する。
【0020】この装置の動作を数式を用いて説明する。サブキャリア1とサブキャリア2との合成された信号は、式(1)のように表わすことができる。(なお、式中、cosθ+jsinθを表わすe を、e[jθ]と表記する)
A=a1・e[jθ1]・e[-j△ωt]+a2・e[jθ2]・e[j△ωt] =I(t)+jQ(t) (1)
この信号が、周波数オフセットωoff を持つ場合、入力信号10および20は、式(2)のようになる。
A’=A×e[jωofft] =I(t)cos(ωofft)−Q(t)sin(ωofft) +j{I(t)sin(ωofft)+Q(t)cos(ωofft)} (2)
【0021】この信号に対して、従来の方式では、周波数△ω/4πを信号全体に掛けて周波数変換した後、中心周波数0Hz、帯域△ω/4πのフィルタを用いて、式(3)で表わされるサブキャリア1(a1)の信号を取出し、また、周波数−△ω/4πを信号全体に掛けた後、中心周波数0Hz、帯域△ω/4πのフィルタを用いて、式(4)で表わされるサブキャリア2(a2)を取出す。
a1=I1(t)cos(ωofft)−Q1(t)sin(ωofft) +j{I1(t)sin(ωofft)+Q(t)1cos(ωofft)} (3)
a2=I2(t)cos(ωofft)−Q2(t)sin(ωofft) +j{I2(t)sin(ωofft)+Q(t)2cos(ωofft)} (4)
従来の方式では、このサブキャリア1およびサブキャリア2のそれぞれに対してクロスプロダクト演算を行なう。サブキャリア1に対してクロスプロダクト演算を行なった結果は次のようになる。
【0022】
{I1(t)I1(t−Tv)+Q1(t)Q1(t−Tv)}sinωoffv +{Q1(t)I1(t−Tv)−I1(t)Q1(t−Tv)}cosωoffv (5)
なお、Tv は遅延器15、25による遅延量を表わしている。また、サブキャリア2に対してクロスプロダクト演算を行なった結果は、 {I2(t)I2(t−Tv)+Q2(t)Q2(t−Tv)}sinωoffv +{Q2(t)I2(t−Tv)−I2(t)Q2(t−Tv)}cosωoffv (6)
となる。従来の方式では、この式(5)と(6)とを加えて全体の周波数誤差を求める。
【0023】これに対して、実施例の装置では、サブキャリアを分離すること無く、式(7)によってクロスプロダクト演算を行なう。
f={I(t−Tv)cos(ωoff(t−Tv)) −Q(t−Tv)sin(ωoff(t−Tv))}
×{I(t)sin(ωofft)+Q(t)cos(ωofft)}
−{I(t)cos(ωofft)−Q(t)sin(ωofft)}
×{I(t−Tv)sin(ωoff(t−Tv)) +Q(t−Tv)cos(ωoff(t−Tv))} (7)
この式は、式(8)のように纏めることができる。
f={I(t)I(t−Tv)+Q(t)Q(t−Tv)}sin(ωoffv) +{Q(t)I(t−Tv)−I(t)Q(t−Tv)}cos(ωoffv) (8)
【0024】ここで、I(t)、Q(t)は(9)式によって定義されている。
I(t)≡I1(t)cos△ωt+Q1(t)sin△ωt +I2(t)cos△ωt−Q2(t)sin△ωtQ(t)≡−I1(t)sin△ωt+Q1(t)cos△ωt +I2(t)sin△ωt+Q2(t)cos△ωt (9)
この式(9)を(8)式の(I(t)I(t−Tv)+Q(t)Q(t−Tv))に代入すると、I(t)I(t−Tv)+Q(t)Q(t−Tv) ={I1(t)I1(t−Tv)+Q1(t)Q1(t−Tv) +I2(t)I2(t−Tv)+Q2(t)Q2(t−Tv)}cos△ωTv +{−I1(t)Q1(t−Tv)+Q1(t)I1(t−Tv) +I2(t)Q2(t−Tv)−Q2(t)I2(t−Tv)}sin△ωTv +{I1(t)I2(t−Tv)+Q1(t)Q2(t−Tv)+I2(t)I1(t−Tv) +Q2(t)Q1(t−Tv)}cos(2△ωt+△ωTv
+{−I1(t)Q2(t−Tv)+Q1(t)I2(t−Tv)+I2(t)Q1(t−Tv) −Q2(t)I1(t−Tv)}sin(2△ωt+△ωTv) (10)
となり、また、(Q(t)I(t−Tv)−I(t)Q(t−Tv))は、Q(t)I(t−Tv)−I(t)Q(t−Tv) ={−I1(t)Q1(t−Tv)+Q1(t)I1(t−Tv) −I2(t)Q2(t−Tv)+Q2(t)I2(t−Tv)}cos△ωTv −{I1(t)I1(t−Tv)+Q1(t)Q1(t−Tv) −I2(t)I2(t−Tv)−Q2(t)Q2(t−Tv)}sin△ωTv +{−I1(t)Q2(t−Tv)+Q1(t)I2(t−Tv)−I2(t)Q1(t−Tv) +Q2(t)I1(t−Tv)}cos(2△ωt+△ωTv
+{I1(t)I2(t−Tv)+Q1(t)Q2(t−Tv)−I2(t)I1(t−Tv) −Q2(t)Q1(t−Tv)}sin(2△ωt+△ωTv) (11)
となる。
【0025】この(10)(11)の信号には、サブキャリア成分の高調波(cosまたはsinに2△ωtを含む項)が含まれているが、この高調波成分はLPF32で除かれるため、LPF32からは、(12)式で表わされる信号が出力される。
LPF出力 ={I1(t)I1(t−Tv)+Q1(t)Q1(t−Tv) +I2(t)I2(t−Tv)+Q2(t)Q2(t−Tv)}sinωoffv +{−I1(t)Q1(t−Tv)+Q1(t)I1(t−Tv) +I2(t)Q2(t−Tv)−Q2(t)I2(t−Tv)}cosωoffv (12)
この信号は、式(5)および(6)の信号を加えたものに相当している。
【0026】このように、実施例の周波数誤差検出装置では、サブキャリア合成されたままの信号を、サブキャリアを分解ぜずにそのまま用いて、周波数誤差成分を検出することができるため、従来の装置に比べてハード規模の増大を抑えることができ、また、ソフトウエアの処理量の増加を抑えることができる。
【0027】(第2実施例)第2実施例の周波数誤差検出装置では、合成型波形整形フィルタにディジタル・フィルタを用いている。最近のディジタル・シグナル・プロセッサ(DSP)の進歩に伴い、波形整形フィルタ処理をDSPで行なうことが増えており、この実施例でも波形整形フィルタ処理にDSPを利用する。この装置は、図3に示すように、各サブキャリアのルートナイキスト・フィルタ特性の合成された特性を持つ合成型波形整形フィルタ14、24をディジタル的に構成すると共に、このフィルタ14、24の前にA/D変換器13、14と、不要成分がA/D変換器13、14での折り返しでディジタル化されないようにするための低域通過フィルタ12、22とを設ける。その他の構成は第1実施例の装置(図1)と変わりがない。この装置の動作は、第1実施例の装置のそれと同じである。
【0028】(第3実施例)第3実施例では、第1実施例の周波数誤差検出装置を使って周波数制御装置を構成している。この装置は、図4に示すように、サブキャリア合成されたベースバンド信号の同相成分10または直交成分20と数値制御発振器34の発振する信号とを乗算する乗算器11、21と、各サブキャリアの合成されたルートナイキスト特性を持つ合成型波形整形フィルタ14、24と、フィルタ14、24から出力された信号をディジタル信号に変換するA/D変換器13、23と、A/D変換器から出力された信号のクロスプロダクト演算を行なう遅延器15、25、乗算器16、26、および加算器31と、加算器31の出力から高調波成分を除去する低域通過フィルタ32と、周波数誤差検出結果の精度を上げるループフィルタ33とを備えている。
【0029】この装置では、クロスプロダクト演算で得られた周波数誤差が数値制御発振器34に送られ、数値制御発振器34は、その周波数誤差に応じて発振周波数を変え、入力信号の周波数を制御する。
【0030】(第4実施例)第4実施例の装置は、第2実施例の周波数誤差検出装置を使って周波数制御装置を構成しており、図5に示すように、ディジタル的に構成された合成型波形整形フィルタ14、24と、合成型波形整形フィルタ14、24に送る信号をディジタル化するA/D変換器13、14と、不要成分がA/D変換器13、14での折り返しでディジタル化されないようにするための低域通過フィルタ12、22とを備えている。この装置の動作は第3実施例の装置と変わりがない。
【0031】
【発明の効果】以上の実施例の説明から明らかなように、本発明の周波数誤差検出装置は、複数のサブキャリアを使用する通信において、送信機と受信機との間の周波数誤差を検出する場合、サブキャリアを用いない通信のときと同じ個数のルートナイキスト・フィルタによって、また、そのときと同じ回数のクロスプロダクト処理によって、それを実現することができる。そのため、これをハードで構成する場合には、規模を小さく抑えることができ、また、ソフトで実現する場合には、処理量の増加を防ぐことができる。
【0032】また、この周波数誤差検出装置を組込んだ周波数制御装置は、小規模の構成によって入力信号の周波数を制御することができる。




 

 


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