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発明の名称 衛星放送受信用FM復調装置
発行国 日本国特許庁(JP)
公報種別 公開特許公報(A)
公開番号 特開平7−193807
公開日 平成7年(1995)7月28日
出願番号 特願平5−333382
出願日 平成5年(1993)12月27日
代理人 【弁理士】
【氏名又は名称】小鍜治 明 (外2名)
発明者 大本 紀顕
要約 目的
電圧制御発振器の発振信号成分がFM復調の入力段に回り込む妨害が発生し難く、復調特性が安定で量産性に優れた衛星放送受信用FM復調装置を提供することを目的としている。

構成
衛星放送を受信するためのPLL方式FM復調回路において、電圧制御発振器18の共振回路を構成するインダクタンスとして通常用いられる空芯コイルではなく、マイクロストリップライン75、76を用いる。これにより電圧制御発振器18の発振電力を極力プリント基板内に集中させ、空芯コイルを用いた場合のように空中やプリント基板の裏面に放射しないようにして、その発振信号成分がFM復調の入力段に回り込む妨害が発生し難い衛星放送受信用FM復調装置。
特許請求の範囲
【請求項1】 衛星からの電波を受信して周波数変換してなる衛星テレビ信号を含む中間周波信号を入力して増幅する中間周波増幅器と、前記中間周波増幅器の出力と電圧制御発振器の出力信号とを入力する位相検波器と、前記位相検波器の出力信号を入力して低域通過フィルタを形成する直流増幅器と、前記直流増幅器の出力信号を入力して発振周波数を制御する電圧制御発振器とを備え、前記電圧制御発振器は少なくとも可変容量ダイオードとほぼ長さが同等な一組のマイクロストリップラインとからなる共振回路と、コンデンサーにより正帰還結合された差動増幅器からなる1組の平衡入力端子を有する能動回路とにより構成され、前記平衡入力端子に前記マイクロストリップラインがそれぞれ接続されていることを特徴とする衛星放送受信用FM復調装置。
発明の詳細な説明
【0001】
【産業上の利用分野】本発明は、放送衛星によるテレビ放送受信機のFM復調回路に関するものである。
【0002】
【従来の技術】衛星テレビ放送では、映像信号の伝送にFM方式が用いられている。このFM信号の復調は第二中間周波数である400MHz帯で行われる。最近ではこのような分野もIC化が図られ、小型化や省電力化が進められている。FM復調回路は図4に示すように、IC化に適している位相同期ループで構成されるのが一般的である。
【0003】図4(a)は、従来のFM復調回路のブロック図である。図4(a)において、1は第二中間周波信号の入力端子、2は弾性表面波バンドパスフィルタ、3は第二中間周波増幅器、4はコンデンサー、5、6は抵抗、7は第二中間周波信号のモニタ端子、12は位相比較器、15は直流増幅器、16は復調出力端子、18は電圧制御発振器である。
【0004】以上のように構成された衛星テレビ放送受信機のFM復調装置について、以下その動作について説明する。
【0005】入力端子1には、400MHz帯の映像信号による広帯域FM信号が入力される。弾性表面波バンドパスフィルタ2は、帯域外の信号やノイズを除去するためのいわゆるチャンネルフィルタである。第二中間周波増幅器3は、選択された受信信号をFM復調するために必要なレベルまで増幅する役割を果たす。この増幅器は定利得の増幅器である場合もあるが、可変利得増幅器であって制御信号により、必要な利得に設定されるような場合もある。位相比較器12は入力されるFM信号と電圧制御発振器18の出力信号の位相差を検出して出力する。その信号を直流増幅器15によりなる低域通過フィルタを介して、電圧制御発振器18に負帰還する。これにより位相同期ループが構成される。
【0006】電圧制御発振器18は例えば、特開平2−21709号公報に示されるような回路を用いてIC化されてきた。この回路を図4(b)に示す。
【0007】図4(b)において30は電源端子、31、32、42は抵抗、33、34はトランジスタ、35は電流源、36、37、38、39はコンデンサー、40、41は可変容量ダイオード、43、45、46は空芯コイルである。
【0008】このように構成された電圧制御発振器18の動作について説明する。ICでは発振信号のように高いレベルの信号は他の回路に妨害を与え易いので、平衡信号として扱うのが通常よく用いられる。これを考慮して、トランジスタ33、34は差動増幅器を構成していて、その出力信号は各々のトランジスタのコレクタから平衡信号として取りだされる。
【0009】直列接続されたコンデンサー36、37及び38、39はそれぞれ差動増幅器のベースとコレクタとを正帰還となるように結合している。直列接続されたコンデンサーの各々の接続点に可変容量ダイオード40、41及び空芯コイル45、46よりなる共振回路を接続してあり、この共振周波数において発振する。
【0010】この電圧制御発振器18は、映像信号を制御信号とする周波数変調器として動作する必要がある。このため10MHz以下の映像周波数帯では、制御電圧は極力低インピーダンスで駆動されるべきである。また正常に発振するためには、各々の可変容量ダイオードの接続点から駆動回路側を見たインピーダンスは400MHz帯において十分高いインピーダンスとなるべきである。これらを考慮して制御電圧は、各々の可変容量ダイオードの接続点に抵抗42と空芯コイル43の直列接続回路を介して供給される。
【0011】近年FM復調用ICとしては、第二中間周波増幅器3、位相比較器12、直流増幅器15、電圧制御発振器18を始め,AFC検波、AGC検波などのFM復調に必要な機能のほとんどを1チップ化している。そしてさらに周辺回路素子をIC内部に取り込む方向で開発が進められつつある。その中で、第二中間周波増幅器3の利得はできるだけ大きくし、ICの入力感度が高くなってきている。
【0012】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら上記のような構成では、IC内部では差動形式の回路構成を採用することによって、回り込みなどの妨害は極力少ないように設計しているものの、空芯コイルは面実装部品ではないため、プリント基板に挿入して使用されるので妨害が発生し易い。これは発振信号成分がプリント基板の裏面や空中に放射してFM復調の入力などに回り込むためで、ICの入力感度が高くなってきたために妨害が発生しやすくなってきた。特に近年チャンネルフィルタとして、無調整化と良好な遮断特性を得るために弾性表面波バンドパスフィルタを使用するようになってきた。このフィルタの挿入損失は従来のLCフィルタの約4dBと比べて、約25dBと相当大きいため、信号レベルが低くなるので発振信号成分が回り込むことによる性能劣化を助長する結果となっている。
【0013】図5は入力端子1から第2中間周波信号のモニタ端子までの周波数特性図であり、図5の波形Aは、電圧制御発振器18の発振を停止したときのものである。図5の波形Bは、それを正常に発振させて、位相同期ループが同期した状態で測定したものである。図から判るように電圧制御発振器18の信号がFM復調の入力段に回り込む妨害が発生して、弾性表面波バンドパスフィルタの波形が乱されている。これは入力されたFM信号に同期した電圧制御発振器18の信号が妨害信号として回り込み、位相及び振幅がずれた状態で元の信号に重畳されるためである。このために多重反射が生じた伝送系と同様な現象が生じているのであり、結果的に復調された映像信号のDG及びDP等の特性が劣化する。
【0014】本発明は上記課題に鑑み、発振信号成分がFM復調の入力段に回り込む妨害が発生し難く、復調性能が安定な衛星放送受信機のFM復調回路を提供することを目的としている。
【0015】
【課題を解決するための手段】上記課題を解決するために本発明の衛星放送受信用FM復調装置は、衛星からの電波を受信して周波数変換してなる衛星テレビ信号を含む中間周波信号を入力して増幅する中間周波増幅器と、その出力と電圧制御発振器の出力信号とを入力する位相検波器と、その位相検波器の出力信号を入力して低域通過フィルタを形成する直流増幅器と、直流増幅器の出力信号を入力して発振周波数を制御する電圧制御発振器とよりなる位相同期復調回路とを備え、電圧制御発振器が少なくとも可変容量ダイオードと1組のほぼ長さが同等なマイクロストリップラインとからなる共振回路と、コンデンサーにより正帰還結合された差動増幅器からなる1組の平衡入力端子を有する能動回路とにより構成され、各々の平衡入力端子に前記のマイクロストリップラインをそれぞれ接続し、かつ可変容量ダイオードをその2つのマイクロストリップラインと共振回路を構成するように接続することにより、差動増幅器が差動バランスを保ったままで発振することを特長とする。
【0016】
【作用】本発明は上記した構成によって、衛星からの電波を受信して得られる中間周波信号を取り出して増幅した後、位相同期復調回路に入力する。位相同期復調回路は増幅された中間周波信号と電圧制御発振器の出力信号とを入力する位相検波器と、その位相検波器の出力信号を入力して低域通過フィルタを形成する直流増幅器と、直流増幅器の出力信号を入力して発振周波数を制御する電圧制御発振器とにより構成され、入力された中間周波信号をFM復調をする。
【0017】電圧制御発振器は、少なくとも可変容量ダイオードとマイクロストリップラインとから構成される共振回路により発振する。このときコンデンサーにより正帰還結合された差動増幅器からなる能動回路の平衡入力端子間に、ほぼ長さが同等なマイクロストリップラインを接続し、かつ可変容量ダイオードをその2つのマイクロストリップラインと共振回路を構成するように接続することにより、差動増幅器が差動バランスを保ったままで発振する。このため電圧制御発振器の発振信号から極力同相成分が生じないようになる。
【0018】またマイクロストリップラインはプリント基板の裏面のグランドパターンとプリント基板表面の銅箔との間に電磁界が集中する傾向にある。このために電圧制御発振器の発振パワーは殆どマイクロストリップラインを構成するプリント基板の誘電体の内部に存在し、空芯コイルを用いたときのように空中やプリント基板の裏面に放射しない。
【0019】このようにして、電圧制御発振器の発振信号の回り込みによる妨害が少なく、復調特性の安定な衛星放送受信用FM復調装置を実現することができる。
【0020】
【実施例】以下に本発明の一実施例について図を参照しながら説明する。図1は、本発明の一実施例における衛星放送受信用FM復調装置を示すものである。図1(a)は衛星放送受信用FM復調装置のブロック図である。
【0021】図1(a)において、1は第二中間周波信号の入力端子、2は弾性表面波バンドパスフィルタ、3は第二中間周波増幅器、4はコンデンサー、5、6は抵抗、7は第二中間周波信号のモニタ端子、12は位相比較器、15は直流増幅器、16は復調出力端子、18は電圧制御発振器である。
【0022】以上のように構成された衛星テレビ放送受信用FM復調装置について、以下その動作について説明する。入力端子1には、400MHz帯の映像信号による広帯域FM信号が入力される。弾性表面波バンドパスフィルタ2は、帯域外の信号やノイズを除去するためのいわゆるチャンネルフィルタである。第二中間周波増幅器3は、選択された受信信号をFM復調するために必要なレベルまで増幅する役割を果たす。
【0023】この増幅器は定利得の増幅器である場合もあるが、可変利得増幅器であって制御信号により、必要な利得に設定されるような場合もある。位相比較器12は入力されるFM信号と電圧制御発振器18の出力信号の位相差を検出して出力する。その信号を直流増幅器15によりなる低域通過フィルタを介して、電圧制御発振器18に負帰還する。これにより位相同期ループが構成される。
【0024】さて電圧制御発振器18は図1(b)示すような回路を用いて構成される。図1(b)において30は電源端子、31、32、42は抵抗、33、34はトランジスタ、35は電流源、36、37、38、39はコンデンサー、40、41は可変容量ダイオード、73はチップコイルインダクター、75、76はマイクロストリップラインである。
【0025】このように構成された電圧制御発振器18の動作について説明する。ICでは、発振信号のように高いレベルの信号は他の回路に妨害を与え易いので、平衡信号として扱うのが通常よく用いられる。これを考慮して、トランジスタ33、34は差動増幅器を構成していて、その出力信号は各々のトランジスタのコレクタから平衡信号として取りだされる。
【0026】また共振回路もトランジスタに対してバランスして接続し、極力IC内部において同相成分が生じないように工夫している。すなわち直列接続されたコンデンサー36、37及び38、39はそれぞれ差動増幅器のベースとコレクタとを正帰還となるように結合しており、コンデンサー36、38は3pF程度で同じ大きさに選ぶ。またコンデンサー37、39も3pF程度で同じ大きさに選ぶべきである。直列接続されたコンデンサーの各々の接続点に可変容量ダイオード40、41及びマイクロストリップライン75、76よりなる共振回路を接続してあり、この共振周波数において発振する。ここで可変容量ダイオード40、41の容量をほぼ等しくし、かつマイクロストリップライン75、76の長さをほぼ同等に設定すれば、差動増幅器が差動バランスを保ったままで発振するようになる。このとき発振回路は左右対称になるので、端子A、Bは互いに逆位相で、かつほぼ同振幅で発振する。
【0027】さらに言えば、端子Cはトランジスタ33、34よりなる差動増幅器にとって仮想接地点となるので、外部から映像信号を印可して変調をかけても発振状態の安定性には影響をほとんど与えないことになる。
【0028】電圧制御発振器18は映像信号を制御信号とする周波数変調器として動作する必要がある。このため10MHz以下の映像周波数帯では、制御電圧は極力低インピーダンスで駆動されるべきである。また正常に発振するためには、各々の可変容量ダイオードの接続点から駆動回路側を見たインピーダンスは400MHz帯において十分高いインピーダンスとなるべきである。これを考慮して制御電圧は各々の可変容量ダイオードの接続点に抵抗42とチップコイルインダクター73の直列接続回路を介して供給される。ここで抵抗42は39オーム、チップコイルインダクター73は120nH程度で充分である。
【0029】さて、マイクロストリップラインはプリント基板の裏面のグランドパターンとプリント基板表面の銅箔との間に電磁界が集中する傾向にある。このために電圧制御発振器の発振パワーは殆どマイクロストリップラインを構成するプリント基板の誘電体の内部に存在し、空芯コイルを用いたときのように空中やプリント基板の裏面に放射しない。特にマイクロストリップラインをスパイラルライン状に形成すれば、電界が集中するのでその効果は大きいと思われる。
【0030】図3は、実際に共振回路をマイクロストリップラインにより形成して、入力端子1から第2中間周波信号のモニタ端子までの周波数特性図であり、図3の波形Aは、電圧制御発振器18の発振を停止したときのものである。図3の波形Bは、それを正常に発振させて、位相同期ループが同期した状態で測定したものである。図から判るように電圧制御発振器18の信号がFM復調の入力段に回り込む妨害が発生して、弾性表面波バンドパスフィルタの波形がやや乱されているものの、図4に示したような従来例と比べて、大幅に妨害が軽減しているのが判る。また衛星放送の標準的な伝送諸元において、このFM復調装置を用いて復調された映像信号は、DG,DPが1%、1度以下の良好な特性が得られた。さらに本実施例の電圧発振器18の変調感度(制御電圧に対する発振周波数の変化率)は約20MHz/Vであり、映像信号SN比は65dB以上の良好な値が得られた。
【0031】なお、本実施例では可変容量ダイオードを2個使用し、差動形式が極力完全となるように配慮した。しかしながら一方の可変容量ダイオードをほぼ同等の容量を持つチップコンデンサーに置き換えても、発振周波数が400MHz帯と高く、動作周波数帯域は1チャンネル分の27MHzであるので特に問題とならない。動作周波数帯域において、発振周波数と制御電圧との直線性が保たれていることが重要だからである。変調感度が高いほど制御電圧の振幅は小さくなるので、制御電圧に対する変調感度の直線性が良好になりやすいし、直流増幅器のダイナミックレンジが小さくて良いので望ましい。しかしそれが40MHz/V以上になると、復調出力のSN比が劣化してくる。このためむしろ可変容量ダイオードが1個の方が望ましい場合もある。なにより重要なのは可変容量ダイオードのCV特性を注意深く選定することにより、発振周波数と制御電圧との直線性を良好にすることである。そこでその直線性が最も良好になるようにする手段として、上記のチップコンデンサーの容量を適当に選択することを利用できる。
【0032】さて、電圧制御発振器18を上記したようにして構成すると、可変容量ダイオードの容量ばらつきによって、制御電圧対発信周波数の関係が変動する。そのため直流増幅器15のダイナミックレンジの中央において動作することができなくなる場合が生じる。それに伴って復調特性が劣化する。このような弊害を補償するために、直流増幅器15に少し工夫が必要である。これは図2(a)に示すような回路を用いて直流増幅器15を構成することにより実現できる。図2(a)において、50、51は前段からの平衡入力端子、52、53、58、59はトランジスタ、55、56は抵抗、54、60、61は電流源、22は電圧設定可能な電圧電源、62、63は平衡出力端子である。
【0033】このように構成された直流増幅器15の動作について、その入出力特性図である図2(b)を参照しながら説明する。
【0034】中間周波数の中心周波数を位相同期復調回路に入力したときに、電圧制御発振器18は位相同期するので、その中心周波数で発振している。しかしながら可変容量ダイオード40、41は、端子間電圧を一定としたときに通常15%程度のばらつきが存在するので、発振周波数対端子間電圧は一定ではない。すなわち直流増幅器15は出力電圧が変動し、必ずしも平衡状態とならない。この様子を図2(b)を用いて説明する。
【0035】仮に可変容量ダイオード40、41が標準的な値であれば、電圧制御発振器18は図2(b)に示すように標準制御電圧値において中間周波数の中心周波数を発振する。そのため動作点はA点に示すようになる。しかしながら可変容量ダイオード40、41が標準的な値より大きいときには、電圧制御発振器18が中間周波数の中心周波数で発振するためには標準より高い制御電圧が必要になる。そのために直流増幅器15は平衡状態からずれて動作点はB点になる。
【0036】そこで、直流増幅器15の電圧電源57の電圧をより高くなるように調整して、入力平衡点における出力電圧がより高くなるように調整すれば、動作点はC点になる。このときは直流増幅器15は平衡状態である。実際の調整では、端子(62)、端子(63)の電圧をそれぞれ電圧比較器に入力し、動作点B,E間の電圧差が極小になるように電源電圧57の電圧を調整すれば良い。また、このときに得られる電圧比較器の電圧比較出力を自動周波数制御回路(AFC)の制御電圧として用いることができる。なお、AFCの制御の仕方として、いわゆるデットゾーンが必要であれば、平衡点より所定の微小量だけずれた入力電圧比較特性を有する電圧比較器を二組準備すれば良い。この場合、デッドゾーンとしては通常中間周波数の±150kHz程度が選ばれている。
【0037】なおPLL方式のFM復調では、いわゆるフリーラン調整と呼ばれる調整を行う必要がある。これは入力端子11、11にFM信号が入力されないときに、電圧制御発振器18の発振周波数が第二中間周波数の中心周波数になるように調整することである。これによって電圧制御発振器18のフリーラン周波数が、PLLのキャプチャーレンジの中心に調整されることになる。この調整によって、復調された映像信号のスレシホールドノイズにおける白黒バランスを良好に保つことができる。これを行うためには、直流増幅器15の差動バランスを調整すればよい。
【0038】このようにして、電圧制御発振器の発振信号の回り込みによる妨害が少なく、復調特性の安定な衛星放送受信用FM復調装置を実現することができる。
【0039】
【発明の効果】以上のように本発明によれば、電圧制御発振器の発振信号の回り込みによる妨害が少なく、復調特性が安定で、かつ量産性に優れた衛星放送受信用FM復調装置を構成できる。




 

 


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