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発明の名称 同期加算装置
発行国 日本国特許庁(JP)
公報種別 公開特許公報(A)
公開番号 特開平7−87148
公開日 平成7年(1995)3月31日
出願番号 特願平5−248600
出願日 平成5年(1993)9月10日
代理人 【弁理士】
【氏名又は名称】役 昌明 (外1名)
発明者 平松 勝彦 / 猪飼 和則 / 石川 公彦
要約 目的
回路規模の縮小化が可能な同期加算装置を提供する。

構成
複数のサブキャリアを通じて伝送された受信信号をサンプリングしてデジタル化するA/D変換手段21、22と、各サンプルの同期加算値を算出する算出手段82とを備える同期加算装置において、受信信号をサブキャリア別に分解すること無く波形整形する波形整形フィルタ35、36と、波形整形フィルタの出力を2乗する2乗手段37、38と、2乗手段の出力から高調波成分を除く低域通過フィルタ50とを設ける。2乗手段は、複数のサブキャリアの信号を纏めて2乗するために、その出力には、受信信号の包絡線成分と、その高調波成分とが含まれるが、高調波成分は低域通過フィルタで除かれ、包絡線成分のみの取出しが可能となる。この同期加算装置では、周波数変換回路を必要とせず、波形整形フィルタもサブキャリア数によらずI信号用とQ信号用との2個で足りる。
特許請求の範囲
【請求項1】 複数のサブキャリアを通じて伝送さられた受信信号をサンプリングしてデジタル化するA/D変換手段と、各サンプルの同期加算値を算出する算出手段とを備える同期加算装置において、前記受信信号をサブキャリア別に分解すること無く波形整形する波形整形フィルタと、前記波形整形フィルタの出力を2乗する2乗手段と、前記2乗手段の出力から高調波成分を除く低域通過フィルタとを設けたことを特徴とする同期加算装置。
発明の詳細な説明
【0001】
【産業上の利用分野】本発明は、デジタル通信の受信機等において、サンプリングされた受信信号のパワーを同期加算する同期加算装置に関し、特に、小規模の回路によってそれを実現したものである。
【0002】
【従来の技術】デジタル通信においては、受信側は、受信信号の内から、送信側におけるシンボル(1、0)の送信時期に対応する時点の受信信号レベルを抽出し、抽出した信号レベルと閾値との大小を比較して元のシンボルを再生する。
【0003】狭帯域でデジタル・データを伝送する場合には、ナイキスト特性の伝送が行なわれ、通常、送信側と受信側とで、同じルートナイキスト特性のフィルタが使用される。このようなデジタル伝送では、受信信号からシンボルを抽出するためのシンボル・タイミングは、受信アンプにリミッタアンプを用いない限り、受信信号の包絡線が最大となる点から得ることができる。
【0004】そのために、受信側では、受信信号を、シンボル・クロック(シンボルの送信周波数)の整数(N)倍のサンプリング周波数でデジタル化した後、これらのサンプルにおけるN番目毎のサンプルの二乗平均値を同期加算し、その加算値が最大となるN番目毎のサンプルを、送信シンボルを表わすものとして検出する。
【0005】デジタル通信では、通信の効率化を図るために、搬送周波数を中心周波数から少しずつ変位させた複数のサブキャリアを使用して多値を送信することが行なわれているが、この通信方式の場合には、サブキャリア毎の包絡線の和を用いることにより、シンボル・タイミングの検出性能を向上させることができる。
【0006】この同期加算を行なう従来の同期加算装置は、図3に示すように、各サブキャリアにおける受信信号の同相成分(I信号)11をシンボル・クロックのN倍のサンプリング周波数でデジタル化するA/D変換器21と、各サブキャリアにおける受信信号の直交成分(Q信号)12を同様のサンプリング周波数でデジタル化するA/D変換器22と、デジタル化された各サブキャリアの信号23、24の中心周波数を一致させるために各サブキャリアに応じた周波数変換を施す周波数変換器31、32、33、34と、中心周波数の一致した各サブキャリアのI信号およびQ信号のそれぞれに共通のフィルタ特性を適用して波形整形する波形整形フィルタ51、52、53、54、55、56、57、58と、波形整形後の信号61、62、63、64、65、66、67、68を2乗する2乗回路71、72、73、73、75、76、77、78と、各2乗回路71〜78の出力を加算する加算器81と、加算器81の出力を前回までの対応するサンプリング期間の積算値に加算する加算回路82と、その加算結果をそのサンプリング期間別に区分して記憶するメモリ83と、この加算結果が最大となるサンプリング期間のサンプルを検出する識別点検出回路84とを備えている。
【0007】この図3の装置は、データが4つのサブキャリアで伝送され、また、A/D変換が7倍のオーバーサンプリング(N=7)によって行なわれる場合の構成を示している。
【0008】この同期加算装置では、4つのサブキャリアで伝送されたデータが直交検波によりI信号11とQ信号12とに分離された後、A/D変換器21、22に入力され、ここでシンボル・クロックの7倍のサンプリング周波数でデジタル化される。
【0009】デジタル化されたI信号23とQ信号24とは、次いで周波数変換器31〜34に入力する。4つのサブキャリアは、それぞれ、中心周波数から−3△ω、−△ω、△ωおよび3△ωだけ外れた搬送波周波数を有しているため、周波数変換器31〜34は、各サブキャリアのI信号23およびQ信号24に対して、それぞれのサブキャリアに応じた周波数変換を行ない、各I信号23およびQ信号24の中心周波数を一致させる。図4には、この時の周波数変換の状況を示しており、中心から△ωだけずれている周波数(a)が、周波数変換器の処理で+△ω移動し、サブキャリアは(b)の状態に変換される。
【0010】周波数変換器31〜34で処理された信号41〜48は、波形整形フィルタ51〜58に入力する。これらの波形整形フィルタ51〜58は、図4(b)の四角形で示される、中心周波数の前後一定幅の周波数の信号を取出すことができる特性を備えており、この波形整形フィルタで、図4(C)に示す信号が取出される。
【0011】各波形整形フィルタ51〜58の出力は、2乗回路71〜78で2乗され、包絡線が求められる。2乗回路71〜78の出力は、加算器81で加算され、4つのサブキャリアの包絡線の和が算出される。
【0012】加算器81の算出した値は、加算回路82において、メモリ83に記憶されているこれまでの値に加算される。メモリ83には、オーバーサンプリング数7に対応して、サンプリング期間1から7までに別けて、それまでの積算値が記憶されており、今、加算器81の算出した値がサンプリング期間2における値であるときは、それまでのサンプリング期間2の積算値がメモリ83から読み出され、その値と加算器81から出力された値とが加算回路82で加算され、その結果が再びメモリ83のサンプリング期間2の積算値を格納すべき箇所に記憶される。
【0013】識別点検出回路84は、こうしてある時間分加算されて、メモリ83に格納されたサンプリング期間別の加算値の中で、最大の値を検出し、そのサンプリング期間に該当するサンプルをシンボル再現のための最適サンプルとして識別する。
【0014】
【発明が解決しようとする課題】しかし、従来の同期加算装置では、4つのサブキャリアの包絡線を求めるために周波数変換処理を4回、フィルタ処理を8回行なわなければならない。つまり、周波数変換処理は、サブキャリア数だけ、また、フィルタ処理は、サブキャリア数の2倍だけ必要になる。
【0015】こうした大量の周波数変換処理やフィルタ処理を、ハードウェアの拡充によって対処しようとすると、回路規模が大きくなり、また、ソフトウェアで実現しようとすると、リアルタイムでの処理が困難になるという問題点を有している。
【0016】本発明は、こうした従来の問題点を解決するものであり、周波数変換回路を必要とせず、また、波形整形フィルタの数を減らすことができる、回路規模の縮小化が可能な同期加算装置を提供することを目的としている。
【0017】
【課題を解決するための手段】そこで、本発明では、複数のサブキャリアを通じて伝送された受信信号をサンプリングしてデジタル化するA/D変換手段と、各サンプルの同期加算値を算出する算出手段とを備える同期加算装置において、受信信号をサブキャリア別に分解すること無く波形整形する波形整形フィルタと、波形整形フィルタの出力を2乗する2乗手段と、2乗手段の出力から高調波成分を除く低域通過フィルタとを設けている。
【0018】
【作用】この2乗手段は、複数のサブキャリアの信号を纏めて2乗するために、その出力には、受信信号の包絡線成分と、その高調波成分とが含まれる。この高調波成分は低域通過フィルタで除くことができるため、包絡線成分のみの取出しが可能となる。
【0019】この同期加算装置では、周波数変換回路を必要とせず、また、波形整形フィルタもサブキャリア数によらずI信号用とQ信号用との2個で足りる。
【0020】
【実施例】本発明の実施例における同期加算装置は、図1に示すように、入力するI信号11およびQ信号12をシンボル・レートの数倍の速度でサンプリングしてデジタル化するA/D変換器21および22と、I信号およびQ信号をサブキャリア信号のまま波形整形する合成波形整形フィルタ35および36と、合成波形整形フィルタ35、36の出力を2乗する2乗回路37、38と、2乗回路37、38の出力を加算する加算器39と、加算器39の出力から2乗結果の高調波成分を取除く低域通過型フィルタ(LPF)50と、LPF50の出力をメモリに記憶された積算値に加算する加算回路82と、各サンプリング期間別の積算値を記憶するメモリ83と、この積算値の最大値から送信シンボルを再生すべきサンプルを検出する識別点検出回路84とを備えている。
【0021】この装置のA/D変換器21、22には、図2(a)に示すように、4本のサブキャリアによって伝送される受信信号の同相成分(I信号)11または直交成分(Q信号)12が入力し、A/D変換器21、22は、この入力信号をシンボル・レートの整数倍のサンプリング速度でデジタル化する。
【0022】A/D変換器21、22の出力は、合成型波形整形フィルタ35、36に入力し、ここで波形の整形が行なわれる。合成波形整形フィルタ35、36は、図2(a)の四角で表わされるように、ベースバンド波形整形フィルタのフィルタ特性を各サブキャリアの中心周波数からの変位に合わせて周波数変換した後、それらを合成したフィルタ特性を備えており、各サブキャリアを分解せずに波形整形することができる。この合成型波形整形フィルタ35、36を通過した信号は、図2(b)に示す信号に整形される。
【0023】この信号は、2乗回路37、38で2乗され、加算器39で加算される。加算器39の出力は、2乗回路37、38での2乗のために、図2(c)に示すように、包絡線成分の他に、その2倍、4倍、6倍の高調波成分を有している。これらの高調波成分は、図2(c)の四角で表わされるフィルタ特性を持つ低域通過型フィルタ50を通過する過程で除去され、図2(d)に示す包絡線の信号のみが加算回路82に入力する。加算回路82、メモリ83および識別点検出回路84の動作は、従来の装置(図3)のそれと変わりが無い。
【0024】この同期加算装置において、包絡線の信号が得られるまでの過程を数式を用いて説明する。
【0025】4本のサブキャリアで伝送されるこの装置への受信信号は、(数式1)のAによって表わすことができる。なお、添え字の1、2、3、4は、それぞれサブキャリアの1、2、3、4を表わし、また、(数式1)は、(数式2)(数式3)(数式4)および(数式5)で表わされた関係を利用して表現している。
【0026】
【数1】

【数2】

【数3】

【数4】

【数5】

【0027】受信信号には、周波数オフセットが存在するので、周波数オフセットωoffを考慮すると、受信信号は(数式6)の形で表わされる。
【0028】
【数6】

【0029】この信号に対して、合成波形整形フィルタ35、36で波形整形が行なわれ、2乗回路37、38で2乗処理が行なわれ、それらの和が加算器39で算出される。この加算器39から得られる結果は、(数式7)によって表わすことができる。
【0030】
【数7】

【0031】(数式7)から明らかなように、加算器39の出力には、包絡線(i12+q12)+(i22+q22)+(i32+q32)+(i42+q42)の成分と、2倍、4倍、6倍の高調波成分とが含まれる。この信号の高調波成分は、低域通過型フィルタ50で除去され、(数式8)によって表わされる包絡線のデータのみが加算回路82に送られる。
【0032】
【数8】

【0033】このように、実施例の同期加算装置では、2つの合成型波形整形フィルタと、その合成型波形整形フィルタの出力を2乗する2乗回路と、2乗によって発生する高調波成分を除去する低域通過型フィルタとを用いることによって包絡線データを得ることができる。
【0034】
【発明の効果】以上の実施例の説明から明らかなように、本発明の同期加算装置は、周波数変換器を必要とせず、また、サブキャリア数に関わらず2個の波形整形フィルタと、1個の低域通過型フィルタとを用いるだけで同期加算を実行することができ、回路構成の小規模化が可能である。




 

 


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