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発明の名称 送受信装置
発行国 日本国特許庁(JP)
公報種別 公開特許公報(A)
公開番号 特開平7−38467
公開日 平成7年(1995)2月7日
出願番号 特願平5−179178
出願日 平成5年(1993)7月20日
代理人 【弁理士】
【氏名又は名称】岡田 和秀
発明者 本田 尚一郎 / 篠崎 聡 / 和田 正己
要約 目的
基準信号送信方式の2波送信のために生じる拡散帯域幅の狭帯域化に伴う耐雑音特性,耐干渉特性,秘話性の劣化の問題、および、2波間に生じる位相差の問題を解決する。

構成
dをデータ帯域幅、kを正の整数として、周波数差がd・k+d/2である第1および第2の局部発振器1,2の出力信号について、前者は第1の乗算器4でデータ変調した後、拡散符号発生器3と第2の乗算器5で周波数拡散し、後者は拡散符号発生器3と第3の乗算器6で周波数拡散し、それらを加算器7で合成して送信信号とする。この送信信号を受信側において第1の帯域通過フィルタ8を通し、2乗演算器9で2乗し、その出力を第2の帯域通過フィルタ10で2波の周波数差〔F2−F1〕で抽出してデータ再生することにより、2波の帯域の重複を可能とする。
特許請求の範囲
【請求項1】 各々の発振周波数の差が、dをデータ帯域幅、kを0または正の整数として、d・k+d/2で表される第1および第2の局部発振手段と、線スペクトラム間隔が前記データ帯域幅dと等しいかそれよりも大きくなるような繰り返し周期をもつ拡散符号を発生する拡散符号発生手段と、データ信号で前記第1の局部発振手段の出力信号を変調する第1の変調手段と、前記第1の変調手段の出力信号を前記拡散符号で変調する第2の変調手段と、前記第2の局部発振手段の出力信号を前記拡散符号で周波数拡散する第3の変調手段と、前記第2の変調手段の出力信号と前記第3の変調手段の出力信号とを加算する加算手段を具備する送信装置と、送信信号の周波数帯域に対応する第1の帯域通過フィルタと、前記第1の帯域通過フィルタの出力信号を2乗する2乗演算手段と、中心周波数が前記送信装置の第1および第2の局部発振手段の差周波数で帯域幅dの帯域通過特性をもつ第2の帯域通過フィルタと、前記第2の帯域通過フィルタの出力信号からデータを復調する復調手段とを具備する受信装置によって構成されたことを特徴とする送受信装置。
【請求項2】 前記第1および第2の局部発振手段の一方を、前記第1の局部発振手段の発振周波数とf1 ,f2 ‥‥fk ‥‥fn (ただし、fk は、nを正の整数、kを0または正の整数として、fk =n・d・k+d/2で表される)の周波数差をもつn個の周波数発振機能を有する第3の局部発振手段とし、他方を前記第1の局部発振手段に変更し、前記第3の局部発振手段の出力を切り換えるスイッチと、時分割多重化されたデータ信号のブロック毎に前記スイッチに切り換え信号を送出する同期回路を追加した送信装置に変更し、前記第1の帯域通過フィルタと第2の帯域通過フィルタとをそれぞれ、この変更された送信装置における送信信号の周波数帯域に対応する第3の帯域通過フィルタと、中心周波数fk 、帯域幅dの第4の帯域通過フィルタとに変更した前記受信装置をn個具備して周波数多重化するように構成されたことを特徴とする送受信装置。
発明の詳細な説明
【0001】
【産業上の利用分野】本発明は、無線で音声データや画像データを伝送する無線通信システムにおいて、ノイズや干渉信号に強い直接拡散方式を用いたスペクトラム拡散送受信装置に関するものである。
【0002】
【従来の技術】近年、直接拡散方式を用いたスペクトラム拡散送受信装置は、音声データや画像データを伝送する無線通信システムにおいて、耐雑音特性,耐干渉特性,秘話性に優れていることから、広く利用されている。
【0003】一般に、直接拡散方式送受信装置は、受信装置に符号同期回路が必要なため、受信装置が複雑になり、また、同期捕捉時間が問題となる。そのため、受信装置の簡略化および同期捕捉時間の短縮化の手段として、送信側で周波数拡散されたデータ変調波とともに、全く同じ拡散符号で拡散された中心周波数の異なる周波数拡散波(基準信号)を同時に送信し、受信側でこの2波を乗算して逆拡散することにより符号同期回路を不要化する基準信号送信方式が採用される。
【0004】以下に、従来の基準信号送信方式を用いた直接拡散方式送受信装置について説明する。
【0005】図6は従来の基準信号送信方式を用いた直接拡散方式送受信装置のブロック結線図を示したものである。
【0006】図6において、17は周波数fa の第1の局部発振器、18は周波数fb の第2の局部発振器、19は拡散符号発生器、20はデータ信号と第1の局部発振器17の出力信号とを乗算する第1の乗算器、21は拡散符号で帯域幅fSSに周波数拡散するために第1の乗算器20の出力信号と拡散符号発生器19からの拡散符号とを乗算する第2の乗算器、22は同様に拡散符号で周波数拡散するために第2の局部発振器18の出力信号と拡散符号発生器19からの拡散符号とを乗算する第3の乗算器、23は第2の乗算器21の出力信号と第3の乗算器22の出力信号の合成器であり、以上が送信器の構成要素である。
【0007】24は中心周波数fa 、通過帯域幅fSSの第1の帯域通過フィルタ(以下、BPFと略記する)、25は中心周波数fb 、通過帯域幅fSSの第2のBPF、26はBPF24,25の出力信号の乗算器、27は中心周波数(fa −fb )、通過帯域幅がデータ帯域幅dとなっている第3のBPF、28はデータ復調器であり、以上が受信器の構成要素である。
【0008】以上のように構成された直接拡散方式送受信装置について、以下にその動作を説明する。
【0009】第1の局部発振器17の出力信号(搬送波)とデータ信号を第1の乗算器20でデータ変調する。このデータ変調波を、第2の乗算器21を用いて拡散符号発生器19から出力された拡散符号で位相変調して広帯域に拡散する。同様に、第3の乗算器22を用いて第2の局部発振器18の出力信号を拡散符号で位相変調して広帯域に拡散し、これを基準信号とする。ただし、この2つの拡散波の干渉を防ぐため、互いの信号帯域が重なり合わないように、fa とfb を設定する。
【0010】合成器23でこの2つの拡散信号を合成して送信する。
【0011】受信側では、中心周波数fa ,fb 、通過帯域幅fSSのBPF24,25の出力を乗算器26で乗算する。この乗算器26の出力信号を第3のBPF27でフィルタリングした後、データ復調器28でデータ再生する。
【0012】次に、この構成でデータが復調される様子を、送受信器の各ブロックにおける信号の周波数スペクトラムを示しながら説明する。
【0013】第1の局部発振器17の出力信号は、振幅をA、角周波数をωa =2πfa として、A sin(ωa t+φ1
で表される。第2の局部発振器18の出力信号は、振幅をB、角周波数をωb =2πfb として、B sin(ωb t+φ2
で表される。第1の乗算器20の出力信号は、データ変調信号θ(t)=±πとして、A sin(ωa t+θ(t)+φ1
で表される。第2の乗算器21の出力信号は、拡散符号a(t)=±1として、A・a(t) sin(ωa t+θ(t)+φ1
で表される。第3の乗算器22の出力信号は、B・a(t) sin(ωb t+φ2
で表される。合成器23の出力信号(送信信号)は、A・a(t) sin(ωa t+θ(t)+φ1
+B・a(t) sin(ωb t+φ2
で表される。
【0014】一方、受信側において、乗算器26の出力信号は、C=A・B/2、φ3 =φ2 −φ1 、φ4 =φ1 +φ2 と置いて、また、a(t)2 =1を利用して、【0015】
【数1】

【0016】で表される。第3のBPF27の出力信号は、C cos{(ωb −ωa )t+θ(t)+φ3
で表される。
【0017】ところで、拡散符号は繰り返し周期をもつため、拡散波は線スペクトラムとなる。したがって、各ブロックにおける信号の周波数スペクトラムは図7のようになる。図7(a)は第1の局部発振器17の出力信号の周波数スペクトラムを示し、図7(b)は第2の局部発振器18の出力信号の、図7(c)は第1の乗算器20の出力信号(データ変調信号)の、図7(d)は第2の乗算器21の出力信号(拡散信号)の、図7(e)は第3の乗算器22の出力信号(基準信号)の、図7(f)は合成器23の出力信号(送信信号)の、図7(g)は乗算器26の出力信号(逆拡散信号)の、図7(h)は第3のBPF27の出力信号の、それぞれ周波数スペクトラムを示している。
【0018】拡散符号は2乗すると、“1”になる性質があるため、受信側でデータ変調波と基準信号が完全に同期していれば、乗算器26で拡散成分は打ち消されることになり、乗算器26の出力周波数成分は図7(g)のようになって、データ復調器28によりデータ再生が可能となる。
【0019】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記の従来の直接拡散方式送受信装置の構成では、直接拡散された2波の干渉防止のために局部発振器17,18の中心周波数間隔(fa 〜fb )を大きくとる必要があり、そのため、図7(f)で示す送信信号全体で必要な帯域幅が大きくなり、送信帯域幅に制限がある場合、2波それぞれの拡散帯域幅(図7(d),図7(e))が大きく制限される。受信側の干渉波抑圧能力は、〔拡散帯域幅/データ帯域幅〕に比例するため、拡散帯域幅が制限されると、耐干渉特性,耐雑音特性が著しく低下する。また、拡散帯域幅の制限により符号長も短くなるので、秘話性も著しく低下する。
【0020】さらに、2波の中心周波数差が大きいと、2波の伝送路特性が大きく異なるため、伝送路により生じる歪みが乗算器26で相殺されず、しかも受信側で通過帯域の異なる2つのBPF24,25が必要で、2つのBPF24,25の遅延特性が完全には一致しないため、BPF24,25の通過後に2波の位相差が生じる。その結果、乗算器26で拡散符号が正確に消去されなくなるので、(数1)の式が成り立たなくなり、データ再生が困難になるという問題を有していた。
【0021】本発明は、上記従来の課題を解決しようとするもので、従来構成よりも耐雑音特性,耐干渉特性,秘話性に優れ、また、データ再生も容易に行える送受信装置を提供することを第一の目的とし、周波数多重化を可能とする送受信装置を提供することを第二の目的とする。
【0022】
【課題を解決するための手段】前記第一の目的を達成するために、本発明に係る第一の送受信装置は、各々の発振周波数の差が、dをデータ帯域幅、kを0または正の整数として、d・k+d/2で表される第1および第2の局部発振手段と、線スペクトラム間隔が前記データ帯域幅dと等しいかそれよりも大きくなるような繰り返し周期をもつ拡散符号を発生する拡散符号発生手段と、データ信号で前記第1の局部発振手段の出力信号を変調する第1の変調手段と、前記第1の変調手段の出力信号を前記拡散符号で変調する第2の変調手段と、前記第2の局部発振手段の出力信号を前記拡散符号で周波数拡散する第3の変調手段と、前記第2の変調手段の出力信号と前記第3の変調手段の出力信号とを加算する加算手段を具備する送信装置と、送信信号の周波数帯域に対応する第1の帯域通過フィルタと、前記第1の帯域通過フィルタの出力信号を2乗する2乗演算手段と、中心周波数が前記送信装置の第1および第2の局部発振手段の差周波数で帯域幅dの帯域通過特性をもつ第2の帯域通過フィルタと、前記第2の帯域通過フィルタの出力信号からデータを復調する復調手段とを具備する受信装置によって構成されたものである。
【0023】また、前記第二の目的を達成するために、本発明に係る第二の送受信装置は、上記第一の送受信装置の構成に加えて、前記第1および第2の局部発振手段の一方を、前記第1の局部発振手段の発振周波数とf1 ,f2 ‥‥fk ‥‥fn (ただし、fk は、nを正の整数、kを0または正の整数として、fk =n・d・k+d/2で表される)の周波数差をもつn個の周波数発振機能を有する第3の局部発振手段とし、他方を前記第1の局部発振手段に変更し、前記第3の局部発振手段の出力を切り換えるスイッチと、時分割多重化されたデータ信号のブロック毎に前記スイッチに切り換え信号を送出する同期回路を追加した送信装置に変更し、前記第1の帯域通過フィルタと第2の帯域通過フィルタとをそれぞれ、この変更された送信装置における送信信号の周波数帯域に対応する第3の帯域通過フィルタと、中心周波数fk 、帯域幅dの第4の帯域通過フィルタとに変更した前記受信装置をn個具備して周波数多重化するように構成されたものである。
【0024】
【作用】第一の送受信装置によれば、送信信号の2波は互いに干渉しないので、2波の中心周波数の間隔を従来よりも十分に狭く配置することが可能となり、送信信号全体の帯域幅が従来より小さくなるため、その帯域幅に制限がある場合でも、従来に比べて2波それぞれの拡散帯域幅が大きくとれることになり、拡散符号長も大きくできる結果、耐雑音特性,耐干渉特性,秘話性に優れたものとなる。また、2波の伝送路特性がほぼ一致するので、伝送路上で生じた歪みも2乗演算手段で相殺され、しかも従来では受信装置初段に必要であった2つの帯域通過フィルタ(BPF)も1つの帯域通過フィルタで置換でき、帯域通過フィルタの特性の相違によって生じた2波の位相ずれも生じなくなるため、次段の2乗演算手段で拡散符号が正確に消去され、データ再生が容易となる。
【0025】また、第二の送受信装置によれば、2波の発振周波数の周波数差fk (kは1〜nの正の整数)を適当に選択することにより周波数多重化が可能となる。
【0026】
【実施例】以下、本発明の実施例に係る送受信装置について、図面を参照しながら説明する。
【0027】第一の実施例まず、本発明の第一の実施例を説明する。図1は第一の実施例における送受信装置のブロック結線図である。
【0028】図1において、まず、送信器の構成を説明する。1は周波数F1の第1の局部発振器、2は周波数F2の第2の局部発振器、3は拡散符号発生器、4はデータ信号により第1の局部発振器1の出力信号を2相位相変調(BPSK)する第1の乗算器、5は拡散符号発生器3からの拡散符号と第1の乗算器4の出力信号を乗算して周波数拡散する第2の乗算器、6は拡散符号と第2の局部発振器2の出力信号を乗算して周波数拡散した基準信号を発生させる第3の乗算器、7は第2の乗算器5の出力信号と第3の乗算器6の出力信号とを合成する加算器である。
【0029】この加算器7の出力信号が送信器の出力信号(送信信号)である。送信器は、以上のブロックで構成されている。
【0030】以上のように構成された送信器の動作を説明すると、局部発振器1,2はそれぞれ、その周波数差〔F2−F1〕が、データ信号の帯域幅dに対し、F2−F1=2・d+d/2を満たす周波数をもった搬送波C1,C2を発生する。拡散符号発生器3は、データ信号の帯域幅dに対し、d=2π/Tを満たす繰り返し周期Tをもつ擬似雑音(PN)符号系列を発生する。これが拡散符号(PN符号)である。
【0031】第1の乗算器4で外部のデータ信号と第1の局部発振器1からの搬送波C1を2相位相変調(BPSK)する。すなわち、第1の乗算器4の出力信号は中心周波数F1、帯域幅dのBPSK変調波である。拡散符号(PN符号)は第2および第3の乗算器5,6の入力信号となり、第2の乗算器5でBPSK変調波を周波数拡散し、第3の乗算器6で第2の局部発振器2からの搬送波C2を周波数拡散する。この2つの拡散波を加算器7で合成して送出する。これ以降、第2の乗算器5の出力信号を変調拡散波と呼び、第3の乗算器6の出力信号を基準信号と呼ぶ。
【0032】次に、この送信器の出力波形を図2を用いて説明する。
【0033】拡散符号(PN符号)は繰り返し周期Tのパルス信号であるので、拡散波は線スペクトラムとなる。したがって、拡散波の波形は図2のようになる。図2の横軸は周波数、縦軸は信号強度を表す。図2(a)は変調拡散波の波形、図2(b)は基準信号の波形である。図2(c)は上記2波の合成信号の波形であり、図2(c)において実線は基準信号を、破線は変調拡散波を示している。図2(c)に示すように、2つの拡散波は、帯域が重なり合うが、互いに干渉することはない。
【0034】本実施例では、第1および第2の局部発振器1,2の周波数差〔F2−F1〕とデータ信号の帯域幅dが、F2−F1=2・d+d/2の関係を満たし、また、基準信号が線スペクトラムとなっているので(図2(b))、変調拡散波と基準信号とは、周波数帯域はほぼ一致するが、その信号成分は図2(c)に示すように全く重なり合わないため、互いに干渉することがない。
【0035】なお、本実施例では周波数差〔F2−F1〕がF2−F1=2・d+d/2となるように設定したが、kを正の整数として、F2−F1=k・d+d/2となるように設定してもかまわない。
【0036】次に、受信器の構成を説明する。図1において、8は中心周波数が送信信号の帯域と同じ通過帯域すなわち(F1+F2)/2に設定された第1の帯域通過フィルタ(BPF)、9は第1の帯域通過フィルタ8の出力信号を2乗する2乗演算器、10は中心周波数が〔F2−F1〕、通過帯域幅がdである第2の帯域通過フィルタ、11および12はデータ復調手段の構成要素で、11は第2の帯域通過フィルタ10の出力信号から周波数〔F2−F1〕の搬送波を再生する搬送波再生回路、12は第2の帯域通過フィルタ10の出力信号と再生された搬送波とを乗算してBPSK復調(2相位相復調)し、データを再生する乗算器である。なお、本実施例では、データ復調手段として、搬送波再生検波方式を用いている。受信器は、以上のブロックで構成されている。
【0037】以上のように構成された受信器の動作を説明すると、第1の帯域通過フィルタ8の出力信号は2乗演算器9において2乗される。このとき、送信信号の2波の伝送路特性はほぼ一致し、また、第1の帯域通過フィルタ8で2波の位相差が生じないため、拡散符号(PN符号)は正確に打ち消されることになる。この結果、2乗演算器9の出力信号は、【0038】
【数2】

【0039】で表される。ここで、a(t)2 =1となること、および、2・θ(t)=±2πであることを利用している。また、ω1 =2π・F1、ω2 =2π・F2、D=A2 /2、E=B2 /2である。
【0040】この出力成分の中で、C cos{(ω1 −ω2 )t+θ(t)+φ3
の成分は、搬送波周波数〔F2−F1〕のBPSK変調波であるから、この成分を第2の帯域通過フィルタ10で抽出し、搬送波再生回路11と乗算器12とによりデータ再生をする。
【0041】次に、このデータ再生の過程を図3の波形図を用いて説明する。図3の横軸は周波数を、縦軸は信号強度を表している。図3(a)は第1の帯域通過フィルタ8の出力信号の周波数スペクトラムを示し、図3(b)は2乗演算器9の、図3(c)は第2の帯域通過フィルタ10の、図3(d)は搬送波再生回路11の、図3(e)は乗算器12の、それぞれの出力信号の周波数スペクトラムを示している。
【0042】以上で、本受信器の構成でデータ再生が可能となることを示した。
【0043】第二の実施例次に、本発明の第二の実施例を説明する。図4は第二の実施例における送受信装置のブロック結線図である。
【0044】図4において、まず、送信器の構成を説明する。13は、図1の第1の局部発振器1の発振周波数F1に対し、互いに異なる周波数、F1+f1 ,F1+f2,F1+f3 ‥‥F1+fk ‥‥F1+f8 (ただし、fk は、fk =n・d・k+d/2で表される)の8個の周波数発振源をもつ第3の局部発振器、1は図1の第2の局部発振器2を第1の局部発振器1に置換したもので、この第1の局部発振器1の発振周波数はF1である。14は第3の局部発振器13の出力信号を切り換えるためのスイッチ、15はデータ信号の出力タイミングをとるクロック、16はカウンタ、3は図1の拡散符号発生器3、4は図1の第1の乗算器4、5は図1の第2の乗算器5、6は図1の第3の乗算器6、7は図1の加算器7と同じもので、これらは第一の実施例の送信器と全く同じ動作をする。符号1,3,4,5,6,7は図1のものと対応している。
【0045】次に、図5を用いて、局部発振器13、および、同期回路を構成するスイッチ14、クロック15、カウンタ16を中心にして、上記構成の送信器の動作を説明する。
【0046】図5の横軸は時間を、縦軸は各出力信号を示す。図5(a)はデータ信号の出力クロック、図5(b)は分割数8の時分割多重化されたデータ信号で、d1〜d8が各データブロックを示している。本実施例では、各データブロックは5クロック毎に切り換えられる。クロック15の信号をカウンタ16でカウントし、5クロック毎にカウンタ16によりキャリー出力信号を出力する。図5(c)はキャリー出力信号である。このキャリー出力信号でスイッチ14を切り換えるようになっている。図5(d)はスイッチ14で切り換えられた第3の局部発振器13の出力信号である。このように多重化されたデータブロック毎に第3の局部発振器13の出力信号が切り換わる。
【0047】以上が送信器の構成および動作である。
【0048】次に、受信器の構成を説明する。8つの受信器を用いる。個々の受信器は第一の実施例と同様の構成とする。9は図1の2乗演算器9と同じであり、11は図1の搬送波再生回路11と同じであり、12は図1の乗算器12と同じである。
【0049】そして、第1の帯域通過フィルタ8を、中心周波数〔F1+fn /2〕(ここで、nは1〜8の整数)となる第3の帯域通過フィルタ8′に変更し、これに合わせて、第2の帯域通過フィルタ10を中心周波数fn となる第4の帯域通過フィルタ10′に変更し、n=1〜8の各周波数特性の第3の帯域通過フィルタ8′および第4の帯域通過フィルタ10′をそれぞれに備えた受信器を8台使用して各データブロック毎にデータを再生することにより周波数多重化する。
【0050】なお、本構成では、周波数多重数を8としたが、これを任意のn(nは正の整数)としてもかまわない。また、第3の局部発振器13の出力信号を切り換える順序は任意である。切り換えずに特定の受信器と結んでもよい。
【0051】また、第一および第二の実施例で、データ変調方法をBPSK(2相位相変調)としたが、他の変調方法(QPSK,FSKなど)を使用してもかまわない。
【0052】そして、データ復調手段としては搬送波再生検波方式以外の復調手段を使用しても成り立つ。
【0053】
【発明の効果】以上のように本発明に係る第一の送受信装置によれば、拡散帯域幅が大きくとれるため、耐雑音特性,耐干渉特性,秘話性が優れたものとなり、また、2波の伝送路特性がほぼ一致するため受信手段によるデータ再生が容易になる。
【0054】また、本発明に係る第二の送受信装置によれば、周波数多重化を可能とすることができる。




 

 


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