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発明の名称 電圧制御発振器
発行国 日本国特許庁(JP)
公報種別 公開特許公報(A)
公開番号 特開平6−209241
公開日 平成6年(1994)7月26日
出願番号 特願平5−2333
出願日 平成5年(1993)1月11日
代理人 【弁理士】
【氏名又は名称】小川 勝男
発明者 堀田 龍太郎 / 長谷 健一 / 木村 博 / 浦上 憲
要約 目的
簡単な回路ブロックを追加することで、ハイレベル電圧とローレベル電圧の差電圧、コンデンサの値、チャージ及びディスチャージ電流が従来技術と同一でありながら2倍の発振周波数信号を生成できる電圧制御発振器を提供すること。

構成
電圧制御発振器は、カレントスイッチ付き電流源とコンデンサ、ハイレベル電圧検出回路、ローレベル電圧検出回路、中間レベル電圧検出回路、ラッチ、排他的論理和ゲート、ハイレベルとローレベルの差電圧生成回路、及び電圧電流変換回路、で構成され、カレントスイッチ付き電流源のスイッチ切り換え信号と中間レベル電圧検出回路の出力信号を排他的論理和ゲートに入力する。
特許請求の範囲
【請求項1】電流の流し込み及び引き出し機能を具備し、制御電圧もしくは制御電流により出力電流値が変化する双方向型電流値可変電流源と、前記双方向型電流値可変電流源に接続され、前記双方向型電流値可変電流源の出力電流を積分するコンデンサと、ハイレベル電圧とローレベル電圧の二つの基準電圧を持ち、前記コンデンサの出力電圧と前記ハイレベル電圧及び前記ローレベル電圧をそれぞれ比較する電圧比較器と、前記電圧比較器の出力結果に従い、前記双方向型電流値可変電流源の流し込み状態と引き出し状態を切り換える電流切り換え回路と、で構成させる電圧制御発振器において、前記ハイレベル電圧と前記ローレベル電圧の中間電圧を基準電圧に持つ中間電圧比較器を具備し、前記電流切り換え回路の出力信号と前記中間電圧比較器の出力信号を用いて2倍の発振周波数を出力することを特徴とする電圧制御発振器。
発明の詳細な説明
【0001】
【産業上の利用分野】本発明は電圧制御発振器に係わり、特に、高周波発振動作に好適な電圧制御発振器に係る。
【0002】
【従来の技術】コンデンサに対するチャージおよびディスチャージ電流量を入力電圧で制御し、コンデンサの出力電圧をコンパレータで検出した結果に従ってチャージかディスチャージかを決定し三角波を出力する電圧制御発振器は従来、図11に示すような構成により実現されていた。図11を用いてその基本構成を説明する。チャージ用電流源I71及びディスチャージ用電流源I72はその電流値が入力電圧Vcによって制御される。コンデンサC71はチャージ及びディスチャージ電流を積分して出力電圧71を生成する。V71、V72、及びV73はインバータゲートであるが、V72のスレショルド電圧は高く、V71のスレショルド電圧は低くなっている。N71及びN72はナンドゲートであり、S-Rラッチを構成している。そしてナンドゲートN71の出力信号74でスイッチS71及びS72のON-OFFを制御する。次に、図12を用いてその動作について説明する。コンデンサC71の出力電圧71はV72スレショルド電圧及びV71スレショルド電圧の間を変化するが、今ナンドゲートN71の出力信号74がハイレベルでスイッチS71がON、スイッチS72がOFFだとすると、チャージ用電流源I71の出力電流がコンデンサC71にチャージされ、コンデンサC71の出力電圧71は上昇する。そして、コンデンサC71の出力電圧71がインバータゲートV72のスレショルド電圧に到達すると、インバータゲートV72の出力信号72はローレベルになる。このためナンドゲートN72の出力はハイレベルになり、ナンドゲートN71の出力信号74はローレベルになる。これによりスイッチS71はOFFになり、スイッチS72はONになるため、ディスチャージ電流源I72がコンデンサC71から電荷をディスチャージし、出力電圧71は低下する。そして、コンデンサC71の出力電圧71がインバータゲートV71のスレショルド電圧に到達すると、インバータゲートV73の出力信号73はローレベルになる。このためナンドゲートN71の出力信号74はハイレベルになり、ナンドゲートN72の出力はローレベルになる。これによりスイッチS71は再びONになり、スイッチS72はOFFになるため、チャージ用電流源I71の出力電流がコンデンサC71にチャージされ、コンデンサC71の出力電圧71は再び上昇する。このような動作を繰り返すことにより、回路は発振動作を行い、コンデンサC71の出力電圧波形は三角波となる。この三角波はインバータ等のコンパレータを通すことにより矩形波にもなる。この方式の電圧制御発振器では出力信号周波数foは次のように表される。
【0003】
【数1】

【0004】ただし、Icは電流源I71及びI72の電流値、△VはインバータゲートV71及びインバータゲートV72のスレショルド電圧差である。
【0005】
【発明が解決しようとする課題】上記従来技術では、発振周波数を上げるためには、ハイレベル電圧とローレベル電圧の差電圧を小さくするか、コンデンサの値を小さくするか、チャージ及びディスチャージ電流を大きくするか、のいずれかを行わなければならない。しかし、ハイレベル電圧とローレベル電圧の差電圧を小さくすること、及びコンデンサの値を小さくすることは対雑音特性の劣化、及び出力ジッタ増大の要因となり好ましくない。また、チャージ及びディスチャージ電流を大きくすることは消費電流増大の要因となり好ましくない。
【0006】本発明の目的は、簡単な回路ブロックを追加することで、上記従来技術の問題点を克服し、ハイレベル電圧とローレベル電圧の差電圧、コンデンサの値、チャージ及びディスチャージ電流が従来技術と同一でありながら発振周波数を2倍に引き上げられる電圧制御発振器を提供することにある。
【0007】
【課題を解決するための手段】電流の流し込み及び引き出し機能を具備し、制御電圧もしくは制御電流により出力電流値が変化する双方向型電流値可変電流源と、前記双方向型電流値可変電流源に接続され、前記双方向型電流値可変電流源の出力電流を積分するコンデンサと、ハイレベル電圧とローレベル電圧の二つの基準電圧を持ち、前記コンデンサの出力電圧と前記ハイレベル電圧及び前記ローレベル電圧をそれぞれ比較する電圧比較器と、前記電圧比較器の出力結果に従い、前記双方向型電流値可変電流源の流し込み状態と引き出し状態を切り換える電流切り換え回路と、で構成させる電圧制御発振器において、前記ハイレベル電圧と前記ローレベル電圧の中間電圧を基準電圧に持つ中間電圧比較器と、前記電流切り換え回路の出力信号と前記中間電圧比較器の出力信号を用いて2倍の発振周波数を出力するための論理回路ブロックと、を具備する。
【0008】
【作用】電流の流し込み及び引き出し機能を具備し、制御電圧もしくは制御電流により出力電流値が変化する双方向型電流値可変電流源と、前記双方向型電流値可変電流源に接続され、前記双方向型電流値可変電流源の出力電流を積分するコンデンサと、ハイレベル電圧とローレベル電圧の二つの基準電圧を持ち、前記コンデンサの出力電圧と前記ハイレベル電圧及び前記ローレベル電圧をそれぞれ比較する電圧比較器と、前記電圧比較器の出力結果に従い、前記双方向型電流値可変電流源の流し込み状態と引き出し状態を切り換える電流切り換え回路と、で構成させる電圧制御発振器において、前記ハイレベル電圧と前記ローレベル電圧の中間電圧を基準電圧に持つ中間電圧比較器は前記コンデンサの出力電圧と中間電圧を比較しその結果をデジタル信号レベルで出力する。
【0009】前記電流切り換え回路の出力信号と前記中間電圧比較器の出力信号を用いて2倍の発振周波数を出力するための論理回路ブロックは、前記電流切り換え回路の出力信号と前記中間電圧比較器の出力信号との排他的論理和をとり、デジタル信号レベルで出力する。
【0010】
【実施例】本発明の実施例を図1から図10を用いて説明する。図1は本発明による電圧制御発振器のブロック構成図である。電圧制御発振器は、電圧電流変換回路、電流源Ic及びId、電流スイッチS1、コンデンサC1、中間電圧検出回路、2つのハイレベル電圧検出回路、2つのローレベル電圧生成回路、S-Rラッチ、2倍周波数生成回路、差電圧生成回路、で構成される。1つのハイレベル電圧検出回路、及び1つローレベル電圧生成回路はそれぞれ入出力を短絡し、コンデンサC1の積分電圧11の電圧レベル検出用ハイレベルスレショルド電圧VH及びローレベルスレショルド電圧VLを生成する。差電圧生成回路はこのハイレベルスレショルド電圧VHとローレベルスレショルド電圧VLの差電圧VDを検出し、その比例倍電圧VDGを生成する。電圧電流変換回路はこの比例倍電圧VDGを基準にして入力制御電圧VINを出力制御電流Ioに変換する。電流源Ic及びIdはこの出力制御電流Ioに従ってその電流値を変化させる。ここでは電流値IcとIdの比が1対2の場合について説明するが、もちろん他の比率でもよい。コンデンサC1は電流源Ic及びIdの出力電流を積分して積分電圧11を生成する。もうひとつのハイレベル電圧検出回路はコンデンサC1の積分電圧11がハイレベルスレショルド電圧VHを超えたかどうかを検出し、もう一つのローレベル電圧生成回路は積分電圧11がローレベルスレショルド電圧VLを超えたかどうかを検出し、それぞれハイレベル検出信号13及びローレベル検出信号14を出力する。さらに中間電圧検出回路も積分電圧11が中間電圧検出回路自身がもつ基準電圧VTを超えたかどうかを検出し、矩形波を出力する。S-Rラッチはハイレベル電圧検出回路及びローレベル電圧生成回路の出力するハイレベル検出信号13とローレベル検出信号14とからスイッチ制御信号15を生成し、スイッチS1のオンオフを行う。
【0011】次に、中間電圧検出回路、ハイレベル電圧検出回路、ローレベル電圧生成回路の具体的な実施例を図2を用いて説明する。図aはローレベル電圧生成回路構成、図bは中間電圧検出回路構成、図cはハイレベル電圧検出回路構成、を示す。ローレベル電圧生成回路はPMOSトランジスタM1とNMOSトランジスタM5及びM9で構成されるCMOSインバ-タとPMOSトランジスタM2とNMOSトランジスタM6で構成されるCMOSインバ-タの2段接続で構成される。中間電圧検出回路はPMOSトランジスタM3とNMOSトランジスタM7で構成されるCMOSインバ-タで構成される。ハイレベル電圧検出回路はPMOSトランジスタM4及びM10とNMOSトランジスタM8で構成されるCMOSインバ-タで構成される。ここで、トランジスタM1とM5のサイズ比と、トランジスタM3とM7のサイズ比と、トランジスタM4とM8のサイズ比と、を等しくし、トランジスタM9とトランジスタM10を追加することにより、ローレベル電圧生成回路、中間電圧検出回路、ハイレベル電圧検出回路、それぞれのスレショルド電圧VL、VT、VHの関係は図3に示すように、VL<VT<VHとなる。
【0012】図3はローレベル電圧生成回路、中間電圧検出回路、ハイレベル電圧検出回路、の入出力特性を示すグラフである。横軸は入力電圧である積分電圧11、縦軸はそれぞれの出力電圧である。
【0013】図4はS-Rラッチ、及び2倍周波数生成回路の実施例を示す。S-RラッチはNANDゲ-ト2つで構成される公知のものであり、入力はハイレベル検出信号13及びローレベル検出信号14、出力はスイッチ制御信号15である。2倍周波数生成回路は排他的論理和ゲートで構成され、入力は中間電圧検出回路の出力信号12及びS-Rラッチの出力であるスイッチ制御信号15であり、出力は本電圧制御発振器の出力信号16である。
【0014】次に、図5を用いて実施例の動作について説明する。今スイッチS1が開いているとするとコンデンサC1へは電流源Icから電流Icが流れ込み、コンデンサ積分電圧11は増加する。そしてハイレベルスレショルド電圧VHに達するとハイレベル電圧検出回路の出力信号であるハイレベル検出信号13は"L"になり、S-Rラッチの出力であるスイッチ制御信号15は"H"となる。これによりスイッチS1が閉じられ、コンデンサC1から電流源IdとIcの差分電流(Id-Ic)が引き出される。ここで電流源Idの値を電流源Icの値の2倍に設定しておけば電流値Icの電流がコンデンサC1から引き出される。そしてコンデンサC1の積分電圧11が減少し、ローレベルスレショルド電圧VLに達するとローレベル電圧検出回路の出力信号であるローレベル検出信号14が"L"になり、S-Rラッチの出力であるスイッチ制御信号15は"L"になる。これにより、スイッチS1が開き、コンデンサC1へ再び電流源Icから電流Icが流れ込む。以上の動作を繰り返し、発振動作を行う。
【0015】積分電圧11の波形は三角波であるため、ハイレベルスレショルド電圧とローレベルスレショルド電圧の中間電圧をスレショルド電圧に持つ中間電圧検出回路の出力信号12の位相はスイッチ制御信号15の位相とずれる。ここで中間電圧検出回路のスレショルド電圧VTをハイレベル電圧検出回路のスレショルド電圧とローレベル電圧検出回路のスレショルド電圧を二分する電圧に設定しておけば中間電圧検出回路の出力信号12とスイッチ制御信号15の位相差は90度となり、2倍周波数信号生成回路を構成する排他的論理和の出力信号16はデューティー50%でコンデンサの出力信号周波数の2倍の周波数信号となる。
【0016】この時の出力信号周波数foは次式で表される。
【0017】
【数2】

【0018】ここで、電圧VDはハイレベルスレショルド電圧VHとローレベルスレショルド電圧VLの差電圧である。次に、電流源Ic及びIdを制御する出力制御電流Ioの生成方法について説明する。まず図2に示したVL検出回路及びVH検出回路をもう1組用い、それぞれ入出力を短絡する。これにより、VL検出回路及びVH検出回路はそれぞれローレベルスレショルド電圧VL及びハイレベルスレショルド電圧VHを生成することができる。この2つの電圧を差電圧生成回路へ入力する。差電圧生成回路の実施例を図6に示す。差電圧生成回路はPNPトランジスタQ13及びQ14、NPNトランジスタQ11及びQ12、抵抗R11及びR12、電流源I11及びI12、で構成される。抵抗R11にながれる電流は(VH-VL)/R11であるため、電流源I11及びI12の電流値を等しくしておくと抵抗R12に流れる電流は2(VH-VL)/R11となる。よって出力電圧VDGは2(VH-VL)R12/R11となり、差電圧(VH-VL)に比例する。図7には差電圧生成回路の別の実施例を示す。この実施例はPNPトランジスタQ23及びQ24、NPNトランジスタQ21及びQ22、オペアンプOP21及びOP22、抵抗R21、R22、R23、で構成される。ハイレベルスレショルド電圧VHはオペアンプOP21へ入力され、抵抗R21に印加される。ローレベルスレショルド電圧VLはオペアンプOP22へ入力され、抵抗R22に印加される。ここで抵抗R21とR22の値を等しくしておけば、抵抗R23に流れる電流は(VH-VL)/R21、出力電圧VDGは(VH-VL)R23/R21となり、差電圧(VH-VL)に比例する。よって図6及び図7いずれの場合も出力電圧VDGは比例定数k1を用いて、【0019】
【数3】

【0020】と表せる。次に電圧電流変換回路の実施例を図8を用いて説明する。PNPトランジスタQ32、Q33、Q40、Q41、NPNトランジスタQ31、Q34、Q35、Q36、Q37、Q38、Q39、オペアンプOP31、抵抗R31、R32、R33、R34、R35、R36、バイアス電圧VB、で構成される。差電圧生成回路から入力される差電圧VDGがオペアンプOP31に入力され、抵抗R31に印加される。ここで生成された電流はPNPトランジスタQ32、Q33で構成されるカレントミラー回路で折り返され、NPNトランジスタQ34、Q35、Q36、Q37、で構成されるカレントミラー回路で再び折り返される。いま簡単のため、PNPトランジスタQ32、Q33が同一サイズ、NPNトランジスタQ34、Q35、Q36、Q37、が同一サイズ、抵抗R32、R33、R34、R35、が同一の抵抗値、とするとトランジスタQ35、Q36、Q37、に流れるコレクタ電流はVDG/R31で表される。そして差動増幅器を構成するQ38、Q39、R36に入力制御電圧VIN及びバイアス電圧VBを入力する。抵抗R36に流れる電流は(VIN-VB)/R36で表され、出力制御電流IoはIo=VDG/R31+2(VIN-VB)/R36で表される。電流源Icの電流値Icを出力制御電流Ioのk2倍に設定すればIc=k2×Ioとなる。センタ周波数はVIN=VBの時であり、この時Ic=k2×VDG/R31となる。よってセンタ周波数foは次式で表され、【0021】
【数4】

【0022】ハイレベルスレショルド電圧VH及びローレベルスレショルド電圧VLに依存しない。図9には電圧電流変換回路の別の実施例を示す。この実施例では電圧電流変換回路は、PNPトランジスタQ52、Q53、Q59、Q60、NPNトランジスタQ51、Q54、Q55、Q56、Q57、Q58、オペアンプOP51、抵抗R51、R52、R53、R54、バイアス電圧VB、で構成される。図8と同様に差電圧生成回路から入力される電圧VDGがオペアンプOP51に入力され、抵抗R51に印加される。ここで生成された電流はPNPトランジスタQ52、Q53で構成されるカレントミラー回路で折り返され、NPNトランジスタQ54、Q55、Q56、で構成されるカレントミラー回路で再び折り返される。いま簡単のため、PNPトランジスタQ52、Q53が同一サイズ、NPNトランジスタQ54、Q55、Q56、が同一サイズ、抵抗R52、R53、R54、が同一の抵抗値、とするとトランジスタQ55、Q56、に流れるコレクタ電流はVDG/R51で表される。そして差動増幅器を構成するQ57、Q58、に入力制御電圧VIN及びバイアス電圧VBを入力する。このとき出力制御電流IoはIo=VDG/R51(1+q(VIN-VB)/k×T)で表される。ここで、qは電子の電荷量、kはボルツマン定数、Tは絶対温度、である。電流源Icの電流値Icを出力制御電流Ioのk2倍に設定すればIc=k2×Ioとなる。よって電圧制御発振器の出力発振周波数foは次式で表され、【0023】
【数5】

【0024】ハイレベルスレショルド電圧VH及びローレベルスレショルド電圧VLに依存しない。このように各ブロックを構成することにより、電圧制御発振器の出力周波数はハイレベルスレショルド電圧及びローレベルスレショルド電圧に依存せず、図10に示す特性を持つ。そして、入力差電圧VIN-VBがゼロの時のセンタ周波数は、k1×k2/(2×R31×C1)もしくはk1×k2/(2×R51×C1)となる。
【0025】
【発明の効果】本発明によれば、簡単な回路ブロックを追加することで、ハイレベル電圧とローレベル電圧の差電圧、コンデンサの値、チャージ及びディスチャージ電流が従来技術と同一でありながら2倍の発振周波数信号を生成することができる。また、電源電圧変動、温度変動、半導体の製造バラツキ等による発振周波数の変動も抑制することができる。




 

 


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