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発明の名称 トランジスタ回路
発行国 日本国特許庁(JP)
公報種別 公開特許公報(A)
公開番号 特開平6−85550
公開日 平成6年(1994)3月25日
出願番号 特願平4−234479
出願日 平成4年(1992)9月2日
代理人 【弁理士】
【氏名又は名称】小川 勝男
発明者 川田 篤美 / 田中 広紀
要約 目的
高帯域性をもち、増幅率の高いトランジスタ回路を提供する。

構成
フォトダイオードにより光電気変換された信号を受けるトランジスタQ1のベース電極は抵抗RBを介してバイアスVB1に接続され、Q1のエミッタ電極が抵抗R1,C1を介してQ2のベース電極に接続され、抵抗R2を介してバイアスVB2へ接続される。Q2のコレクタ電極は抵抗RLを介して電源VCCに接続され、Q2のコレクタ電極より増幅信号を取り出し、その信号をトランジスタQEと抵抗REで構成されたエミッタフォロワーへ入力し、QEのエミッタから出力信号を得る。
特許請求の範囲
【請求項1】コレクタ電極が第1の電源に接続され、ベース電極が第1の抵抗を介して第1のバイアスに接続され、前記第1の抵抗と前記ベース電極の接続点を入力信号点とし、エミッタ電極が第2の抵抗と第1の容量のそれぞれの一方の電極に接続される第1のトランジスタと、ベース電極が前記第2の抵抗と前記第1の容量のそれぞれの他方の電極と接続されると共に、第3の抵抗を介して第2のバイアスに接続され、コレクタ電極が第4の抵抗を介して前記第1の電源に接続され、エミッタ電極が第2の電源に接続された第2のトランジスタとコレクタ電極が前記第1の電源に接続され、ベース電極が前記第2のトランジスタの前記コレクタ電極に、前記エミッタ電極が第5の抵抗を介して前記第2の電源にそれぞれ接続された第3のトランジスタからなり、前記第3のトランジスタの前記エッミタ電極と第5の抵抗の接続点を出力端子とすることを特徴とするトランジスタ回路。
【請求項2】請求項1における前記入力信号点にフォトダイオードのアノード電極が接続され、カソード電極が第3のバイアスに接続されたトランジスタ回路。
【請求項3】請求項1または2において、請求項1における前記第1の抵抗の一方の端子がバイアスではなく、出力端子に接続されたトランジスタ回路。
【請求項4】請求項1,2または3において、コレクタ電極が前記第1のトランジスタの前記エミッタ電極に接続され、ベース電極が前記第2のトランジスタの前記コレクタ電極に接続され、エミッタ電極が前記第2の電源に接続された、第4のトランジスタを接続したトランジスタ回路。
【請求項5】請求項1,2,3または4において、前記第1および第2のバイアス発生回路が回路と同一半導体上に形成され、コレクタ電極が第1の電源に接続された第5のトランジスタと、コレクタ電極ならびにベース電極が第5のトランジスタのエミッタ電極に、エミッタ電極が第2の電源に接続された第6のトランジスタと、一方の電極が第1の電源に接続され、他方の電極が第5のトランジスタのベース電極に接続された、第6の抵抗と、コレクタ電極が前記第6の抵抗の他方の電極に接続され、エミッタ電極が第2の電源に接続され、ベース電極が第6のトランジスタのベース電極に接続されている第7のトランジスタと、コレクタ電極が、第1の電源に接続され、ベース電極が第5のトランジスタのベース電極にされた第8のトランジスタと、コレクタ電極が第8のエミッタに接続され、ベース電極が第6のトランジスタのベース電極へ接続され、エミッタ電極が第7の抵抗を介して、第2の電源へ接続された第9のトランジスタと、第8,第9のトランジスタのそれぞれのエミッタ電極より、それぞれ第1のバイアスならびに第2のバイアスを出力するトランジスタ回路。
【請求項6】請求項1,2,3,4または5において、前記第1のトランジスタを流れる電流が前記第2のトランジスタを流れる電流より小さいトランジスタ回路。
発明の詳細な説明
【0001】
【産業上の利用分野】本発明は、トランジスタ回路に係り、特に、増幅率が大きくかつ、高速な光/電気変換回路に関する。
【0002】
【従来の技術】本発明に関連する従来技術は、例えば、電子通信情報学会1991年秋季全国大会予稿集B−661,オプティカル・ファイバー・コミニュケーション、1984年,第405頁から409頁,(ISBN0−13−638248−7,pp405−409)等に記載されている。
【0003】図7は上記従来の一例を示したものであり、PDはフォトダイオード,RF,RL,REは抵抗、Q1,QE、はトランジスタである。フォトダイオードに発生する光電流を電圧に変換する抵抗RFは、次式で表わされるように、熱雑音電流の点では、大きな値に設定することが望ましい。
【0004】
【数1】

【0005】ここでiは、熱雑音電流、Kはボルツマン定数、Tは絶対温度、Bは帯域幅を意味している。図7において、RFを大きくした場合、PDとRFの接続点、すなわち、Q1のベースに相当するノード701の信号振幅が増大してしまい、帯域の低下が発生する。従って、ネガティブフィードバックループを設け、信号振幅を小さくすることで、帯域の向上が図られている。しかし、このネガティブフィードバックループのため、次式に示すように増幅率がオープンループゲイン時の−hFE・RLに対して−hFE・RL/(1+hFE・RL/RF)となってしまい、高増幅率を得るという点では、不利な状況が発生している。
【0006】
【数2】

【0007】ここで、hFEはバイポーラトランジスタのベース・エミッタ間増幅係数である。
【0008】
【発明が解決しようとする課題】以上述べたように、上記従来技術はフィードバックループ型の増幅器のために、高帯域性を有しているものの、増幅率が小さい欠点がある。
【0009】本発明の目的は、広帯域性を有しながら、増幅率の高いトランジスタ回路を提供することにある。
【0010】
【課題を解決するための手段】上記課題は、入力信号を受けるトランジスタのエミッタ電極に、抵抗、および、容量からなる回路を付加し、前記トランジスタ素子寸法が小さく、電流の値が少なくても高速に動作させることを可能とし、フォトダイオードからの入力信号を受ける回路の入力容量を低減させることにより達成される。
【0011】
【作用】入力信号を受けるトランジスタのエミッタ電極に付加された、抵抗、および、容量からなる回路は、入力信号が変化する時、容量結合により、次段の付加回路を小電流により、高速に駆動する。これにより、トランジスタのサイズを小さくでき、また、フォトダイオードの負荷を低減できる。この結果、フィードバックループを用いなくとも、帯域特性を向上でき、かつ、ネガティブフィードバックループが存在しないため、同時に増幅率の増大も可能となる。
【0012】
【実施例】図1に本発明の一実施例の回路図を示す。図1において、PDはフォトダイオード、RB,R1,R2,RL,REは抵抗、C1は容量、Q1,Q2,QEはトランジスタである。フォトダイオードに光信号が入力されると、PDに光電流が発生し、トランジスタQ1のベース電圧の上昇に伴いQ1のエミッタ電流,抵抗R1,R2に流れる電流が増加する。この電流増加により、Q2のベース電位も上昇し、Q2のコレクタ・エミッタ間電流の増加,抵抗RLの電圧降下の増加、QEのベース電位の低下,出力端子OUTの低下によりフォトダイオードに光が入力されたことを判定する。一方、入力された光信号が切れると、前述の動作と逆の動作となる。ノード103の電位は直流的には、バイアスVB2とQ1のベース電位、R1,R2で決定される。これらの素子には200μA程度の小さな電流が流れるように設定してあり、この値はQ2のコレクタ・エミッタ間電流の約1/10に相当する。
【0013】C1は、ノード102とノード103とをAC的に結合させるために設けられており、PDに光電流が生じ、ノード101,ノード102の電位の上昇を、数百μAの小電流でも高速にノード103伝えることができる。C1が設けられていない場合、少ない電流で、R1を経由して、Q2のベース電極に存在する容量を充電することになり、充電時間の増大、すなわち、帯域の低下を招くことになる。以上は、光が照射され、ノード101,ノード102,ノード103が立ち上がる場合を説明したが、光信号が切れた場合も、この動作と逆の動作になり、高速にノード103を立ち下げることが可能となる。このように、立ち上がりと立ち下がりの速い高速に遷移するノード103の信号は、Q2と抵抗RLで構成された高増幅率−RL・hFEのインバータに入力され、さらには、QEとREで構成されたエミッタフォロワーを通して、出力端子OUTに取り出される。
【0014】図2は各ノードのシミュレーションによる波形図で容量C1の効果を示してある。フォトダイオードの光電流は100μA、立ち上がり立ち下がり時間は100psである。Q2のベース電極ノード103の遷移時間はC1=0.5pF とした場合、C1=0pFの場合と比較して約1/2以下に高速化されており、ノードOUTの出力電圧でも同様の効果が得られていることがわかる。
【0015】図3は従来の回路(図7に記述)と出力振幅の比較をしたものである。立上り・立ち下がり時間は両者変わりなく、出力振幅が従来の0.1Vから0.2Vと2倍に拡大していることがわかる。本実施例によれば、帯域が高く、かつ増幅率の高いトランジスタ回路を実現できる。
【0016】図4は他の実施例を示した回路図である。本実施例の場合はバイアスVB1をなくし出力の信号を抵抗RFを介してフィードバックした例であり、増幅率よりも帯域特性を重視し、より帯域特性に優れた回路を実現しようとしたものである。
【0017】図5は図1の回路にトランジスタQ3を付加し、コレクタ電極をノード102に、エミッタ電極を電源VEEに、ベース電極をノード104に接続し、トランジスタQ3を介してノード104のインバータ出力をフィードバックすることにより、ノード104が立ち上がるときQ3はオンに遷移しノード102の電荷を急速に放電させ、出力振幅の増大とともに、帯域をさらに向上させようとしたものである。
【0018】図6は図1,図4,図5におけるVB1、VB2を発生させるための一回路例を示したものである。ここでトランジスタQB1,QB2,QB3,QB4,QB5はバイポーラトランジスタである。本回路は、素子特性の製造上のばらつき、並びに電源変動に対して、安定に出力VB1,VB2を供給することができる。以下、素子特性がばらついた場合の回路動作について説明する。例えば、トランジスタQB2のベース・エミッタ間の電圧VBEが設計よりも大きく、QB1のエミッタ電流が増加し、カレントミラーを構成しているRB1,QB3側に流れる電流も増加した場合、RB1に生じる電圧降下は設計より大きくなる。この時、ノード601の電位は下降し、それに従いノード602も下降しQB1,QB2のVBEに印加される電圧が小さくなる。その結果、トランジスタQB1,QB2,QB3に流れる電流は減少し、RB1の電流は前述のようにカレントミラー回路のため、やはり電流が小さくなり、RB1の電圧降下は減少し、設計値に自動調節するようになる。このため、QB4,QB5のエミッタフォロワー回路より出力されるVB1,VB2の電位は安定に供給する事ができ、VB1,VB2の安定化、ひいては出力振幅,帯域特性等の回路特性を安定化することができるようになる。
【0019】なお、本実施例に用いられるデバイスはHBT(ヘテロ・バイポーラ・トランジスタ),シリコン・バイポーラ・トランジスタ、もしくは、電界効果型トランジスタのいずれを用いても実現することが可能である。
【0020】
【発明の効果】本発明によれば、出力振幅が従来の回路に比較し少なくとも2倍以上にすることが可能な高増幅率で高帯域の高速光電気変換用トランジスタ回路を提供することができる。




 

 


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